JPH0356072A - 発振回路およびマグネトロン装置 - Google Patents
発振回路およびマグネトロン装置Info
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- JPH0356072A JPH0356072A JP2090064A JP9006490A JPH0356072A JP H0356072 A JPH0356072 A JP H0356072A JP 2090064 A JP2090064 A JP 2090064A JP 9006490 A JP9006490 A JP 9006490A JP H0356072 A JPH0356072 A JP H0356072A
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3387—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Microwave Tubes (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は発振回路に関し、また発振回路の整流された
交流出力によって電力が供給されるマグネトロン装置に
関する。
交流出力によって電力が供給されるマグネトロン装置に
関する。
第１図を参照して、この第ｌ図はインダクタＬおよびコ
ンデンサＣ３を備える直列共振回路を示し、コンデンサ
Ｃ３に並列接続された抵抗性負荷ＬＤの電流は、電流が
共振周波数において発振していてそのために電圧ＶＸ−
ｙと同相であるとき、その負荷抵抗には依存しない。こ
のような場合、負荷ＬＤを流れる電流は、ω＝２π『（
ただし、ｆは共振周波数）とすると、■Ｘイ／ωＬとし
て表される。したがって、共振点においては、そのよう
な回路は定電流源として作用しかつツエナー特性を有す
るマグネトロンのような非直線性負荷に対して電力を供
給するのに特に好適する（整流後）。
ンデンサＣ３を備える直列共振回路を示し、コンデンサ
Ｃ３に並列接続された抵抗性負荷ＬＤの電流は、電流が
共振周波数において発振していてそのために電圧ＶＸ−
ｙと同相であるとき、その負荷抵抗には依存しない。こ
のような場合、負荷ＬＤを流れる電流は、ω＝２π『（
ただし、ｆは共振周波数）とすると、■Ｘイ／ωＬとし
て表される。したがって、共振点においては、そのよう
な回路は定電流源として作用しかつツエナー特性を有す
るマグネトロンのような非直線性負荷に対して電力を供
給するのに特に好適する（整流後）。
共振コンバータがＥＰ−Ａ−１２１，９１７に開示され
かつ放電管を付勢するために用いられている。この種の
共振コンバータの動作原理が、この種回路を流れる発振
電流を示す回路図である第２Ａ図〜第２Ｆ図に図解され
る。第２Ａ図〜第２Ｆ図は、スイッチングトランジスタ
Ｔ，およびＴ２を制御するために用いられるトランスを
省略しかつコンデンサＣ３に並列接続される負荷を省略
することによって簡略化されている。
かつ放電管を付勢するために用いられている。この種の
共振コンバータの動作原理が、この種回路を流れる発振
電流を示す回路図である第２Ａ図〜第２Ｆ図に図解され
る。第２Ａ図〜第２Ｆ図は、スイッチングトランジスタ
Ｔ，およびＴ２を制御するために用いられるトランスを
省略しかつコンデンサＣ３に並列接続される負荷を省略
することによって簡略化されている。
第２Ａ図〜第２Ｆ図を参照して、その回路は直列接続さ
れたインダクタＬおよびコンデンサＣ３並びにインダク
タＬの自由端に接続されたゲート制御型スイッチング手
段すなわち、ＭＯ Ｓ Ｆ ＥＴＴ１およびＴ２を備え
ることがわかる。コンデンサＣ３の自由端は、コンデン
サＣ１を介して正電源端子に接続されるとともに、コン
デンサＣ２によって負電源端子に接続される。スイッチ
ングトランジスタＴ，は寄生ダイオードＤ１によってバ
イパスされまたスイッチングトランジスタＴ２は寄生ダ
イオードＤ２によってバイパスされる。これらの寄生ダ
イオードは電源端子の極性とは逆極性に接続される。第
２Ａ図〜第２Ｆ図の各々に、電流１の流れが示される。
れたインダクタＬおよびコンデンサＣ３並びにインダク
タＬの自由端に接続されたゲート制御型スイッチング手
段すなわち、ＭＯ Ｓ Ｆ ＥＴＴ１およびＴ２を備え
ることがわかる。コンデンサＣ３の自由端は、コンデン
サＣ１を介して正電源端子に接続されるとともに、コン
デンサＣ２によって負電源端子に接続される。スイッチ
ングトランジスタＴ，は寄生ダイオードＤ１によってバ
イパスされまたスイッチングトランジスタＴ２は寄生ダ
イオードＤ２によってバイパスされる。これらの寄生ダ
イオードは電源端子の極性とは逆極性に接続される。第
２Ａ図〜第２Ｆ図の各々に、電流１の流れが示される。
第２Ａ図に示されるような右から左への電流の流れが順
方向であり、したがって、第２Ｄ図に示される電流の流
れは逆方向であるとする。
方向であり、したがって、第２Ｄ図に示される電流の流
れは逆方向であるとする。
もし、電流波形のゼロクロス点においてスイ・冫チング
トランジスタＴ，およびＴｚがスイッチされると、回路
は、第１図において定義される電流波形Ｉと電圧波形Ｖ
Ｘ４とをプロントした第４図に示すように、共振周波数
において発振する。正の半サイクルか第２Ａ図に示す電
流の流れに相当しかつ負の半サイクルが第２Ｄ図に示す
電流の流れに相当する。
トランジスタＴ，およびＴｚがスイッチされると、回路
は、第１図において定義される電流波形Ｉと電圧波形Ｖ
Ｘ４とをプロントした第４図に示すように、共振周波数
において発振する。正の半サイクルか第２Ａ図に示す電
流の流れに相当しかつ負の半サイクルが第２Ｄ図に示す
電流の流れに相当する。
より一般的な場合、第２Ａ図〜第２Ｆ図の回路の電流■
と電圧ＶＸ−Ｙとをプロットした第５図に示されるよう
に、スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２は電流波
形のゼロクロス点においてスイッチされず、したがって
、電流波形と電圧波形ＶＷ−Ｙとの間には位相差がある
。第２Ａ図．第２Ｂ図，第２Ｄ図および第２Ｅ図に示す
電流に対応する期間が第５図に示される。ここで第２Ａ
図〜第２Ｆ図を参照して、スイッチングトランジスタＴ
，がオンされると、第２Ａ図に示す順方向に電流の流れ
が生じる。トランジスタＴ，のオフに応答して、この電
流の流れは、第２Ｂ図に示すように、インダクタＬ，コ
ンデンサＣ３，コンデンサＣ２および寄生ダイオードＤ
２を通ってループ状に流れる。インダクタＬおよびコン
デンサＣ３においては電流の流れは逆になる。もし、ト
ランジスタＴ２が、電流波形のゼロクロス点に達すると
すぐオンされると、第２Ｄ図に示す電流の流れが生しる
。しかしながら、実際には第５図においては無視してい
るけれども僅かな遅れがあり、そのために、第２Ｃ図に
示すようにコンデンサＣＩ，コンデンサＣ３，インダク
タＬおよび寄生ダイオードＤ１からなるループを通して
、最初の反転が生じる。第２Ｄ図に示す電流の流れに続
いて、トランジスタＴ２がオフされる結果として、第２
Ｅ図に示すようにコンデンサＣｌ， コンデンサＣ３．
インダクタＬおよび寄生ダイオードＤＩからなるループ
を通して逆方向に電流が流れる。この電流は、電流波形
のゼロクロス点に達するまで、徐々に減少する。このゼ
ロクロス点に達してすぐトランジスタＴ，がオンされる
ものとすると、第２Ａ図に示すような順方向の電流の流
れがすぐに生じる。しかし、実際には、トランジスタＴ
１はゼロクロス点より遅れてオンされ、ゼロクロス点と
トランジスタＴ，がオンされる瞬間との間の中間状態に
おいては、第２Ｆ図に示すようなループで、すなわちイ
ンダクタＬ，コンデンサＣ３，コンデンサＣ２および寄
生ダイオードＤ２を通して電流が流れる。
と電圧ＶＸ−Ｙとをプロットした第５図に示されるよう
に、スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２は電流波
形のゼロクロス点においてスイッチされず、したがって
、電流波形と電圧波形ＶＷ−Ｙとの間には位相差がある
。第２Ａ図．第２Ｂ図，第２Ｄ図および第２Ｅ図に示す
電流に対応する期間が第５図に示される。ここで第２Ａ
図〜第２Ｆ図を参照して、スイッチングトランジスタＴ
，がオンされると、第２Ａ図に示す順方向に電流の流れ
が生じる。トランジスタＴ，のオフに応答して、この電
流の流れは、第２Ｂ図に示すように、インダクタＬ，コ
ンデンサＣ３，コンデンサＣ２および寄生ダイオードＤ
２を通ってループ状に流れる。インダクタＬおよびコン
デンサＣ３においては電流の流れは逆になる。もし、ト
ランジスタＴ２が、電流波形のゼロクロス点に達すると
すぐオンされると、第２Ｄ図に示す電流の流れが生しる
。しかしながら、実際には第５図においては無視してい
るけれども僅かな遅れがあり、そのために、第２Ｃ図に
示すようにコンデンサＣＩ，コンデンサＣ３，インダク
タＬおよび寄生ダイオードＤ１からなるループを通して
、最初の反転が生じる。第２Ｄ図に示す電流の流れに続
いて、トランジスタＴ２がオフされる結果として、第２
Ｅ図に示すようにコンデンサＣｌ， コンデンサＣ３．
インダクタＬおよび寄生ダイオードＤＩからなるループ
を通して逆方向に電流が流れる。この電流は、電流波形
のゼロクロス点に達するまで、徐々に減少する。このゼ
ロクロス点に達してすぐトランジスタＴ，がオンされる
ものとすると、第２Ａ図に示すような順方向の電流の流
れがすぐに生じる。しかし、実際には、トランジスタＴ
１はゼロクロス点より遅れてオンされ、ゼロクロス点と
トランジスタＴ，がオンされる瞬間との間の中間状態に
おいては、第２Ｆ図に示すようなループで、すなわちイ
ンダクタＬ，コンデンサＣ３，コンデンサＣ２および寄
生ダイオードＤ２を通して電流が流れる。
ＥＰ−Ａ−１２１，９１７に開示された回路は制御可能
なものではなく、既に見た第４図に示すように、共振周
波数においてのみ発振することができることに留意され
たい。
なものではなく、既に見た第４図に示すように、共振周
波数においてのみ発振することができることに留意され
たい。
しかしながら、１９８７年９月２２日から２４日までフ
ランスのグルノーブルで開催されたパワーエレクトロニ
クスと応用（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａ
ｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）に関する第２回ヨー
ロッパ会議における「自己発振共振コンバータの調整（
’ＲｅｇｕＩａｔｉｎｇ Ｓｅｌｆ−Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｉｎｇ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」
という名称のセバスチャン（Ｓｅｂａｓｔｉａｎ）等の
論文が、その第６図において、既に参照した第５図に示
すような非共振発振を達威するような態様でスイッチン
グトランジスタを自動的にスイッチする幾分複雑な回路
を開示している。トランジスタのスイッチングを制御す
ることによって、電圧および電流波形の間における位相
差が制御され得て、したがって回路のパワー出力をコン
トロールできる。
ランスのグルノーブルで開催されたパワーエレクトロニ
クスと応用（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａ
ｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）に関する第２回ヨー
ロッパ会議における「自己発振共振コンバータの調整（
’ＲｅｇｕＩａｔｉｎｇ Ｓｅｌｆ−Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｉｎｇ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」
という名称のセバスチャン（Ｓｅｂａｓｔｉａｎ）等の
論文が、その第６図において、既に参照した第５図に示
すような非共振発振を達威するような態様でスイッチン
グトランジスタを自動的にスイッチする幾分複雑な回路
を開示している。トランジスタのスイッチングを制御す
ることによって、電圧および電流波形の間における位相
差が制御され得て、したがって回路のパワー出力をコン
トロールできる。
セバスチャン等によって開示されたこの回路は可飽和ト
ランスを用い、その１次巻線は回路のインダクタおよび
コンデンサに直列接続されかつその２次巻線はスイッチ
ングトランジスタのゲートとソースとに跨がって接続さ
れる。可飽和トランスが飽和するとスイッチングトラン
ジスタのゲートから駆動信号が除去される。可飽和トラ
ンスは各々、それを通して制御された直流電流が供給さ
れる付加的な巻線を含む。この制御された電流は外部回
路によって発生されかつ各々のトランスのコアに付加的
な磁化力を発生する。セバスチャン等によって開示され
た回路は、付加的な巻線における制御電流によって決ま
る瞬間における各半サイクル中に、トランスのコアが飽
和するものである。付加的な巻線に流れる制御電流を変
化することによって、回路の電圧利得やパワー出力を制
御することができる。
ランスを用い、その１次巻線は回路のインダクタおよび
コンデンサに直列接続されかつその２次巻線はスイッチ
ングトランジスタのゲートとソースとに跨がって接続さ
れる。可飽和トランスが飽和するとスイッチングトラン
ジスタのゲートから駆動信号が除去される。可飽和トラ
ンスは各々、それを通して制御された直流電流が供給さ
れる付加的な巻線を含む。この制御された電流は外部回
路によって発生されかつ各々のトランスのコアに付加的
な磁化力を発生する。セバスチャン等によって開示され
た回路は、付加的な巻線における制御電流によって決ま
る瞬間における各半サイクル中に、トランスのコアが飽
和するものである。付加的な巻線に流れる制御電流を変
化することによって、回路の電圧利得やパワー出力を制
御することができる。
しかしながら、上述のセバスチャン等の回路では、外部
からの電力供給をうける制御回路が必要である。
からの電力供給をうける制御回路が必要である。
それゆえに、この発明の主たる目的は、セバスチャン等
において開示された形式の外部的に電力が供給される制
御回路を必要としない発振回路を提供することである。
において開示された形式の外部的に電力が供給される制
御回路を必要としない発振回路を提供することである。
（課題を解決するための手段〕
そこで、この発明に従った発振回路は、コンデンサに直
列接続されたインダクタ、正および負の電源端子、イン
ダクタおよびコンデンサを通して端子から順方向に電流
を流すように配置された第１のゲート制御型スイッチン
グ手段、およびインダクタおよびコンデンサを通して端
子から逆方向に電流を流すように配置された第２のゲー
ト制御型スイッチング手段を備え、スイッチング手段の
ゲートはスイッチング手段を交互にスイッチするように
配置されたそれぞれの可飽和トランスの２次巻線に結合
され、各々の可飽和トランスは、回路によって発生され
た発振電流を保持する１次巻線を有するとともに、順方
向電流によって可飽和トランスのコアに生じる順方向の
磁束偏位ないし行程（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｅ
ｘｃｕｒｓｉｏｎ）と逆方向電流によって可飽和トラン
スのコアに生じる逆方向の磁束偏位との比を変化するよ
うに配置された制御手段を有し、前記比が１でないとき
、選択的な一方の半サイクルにおいてのみ可飽和トラン
スのコアが飽和するまで磁束偏位が連続的なサイクルに
おいて生じ、それによって前記比に依存する回路の出力
電圧および電流波形の間で位相差が確立される。
列接続されたインダクタ、正および負の電源端子、イン
ダクタおよびコンデンサを通して端子から順方向に電流
を流すように配置された第１のゲート制御型スイッチン
グ手段、およびインダクタおよびコンデンサを通して端
子から逆方向に電流を流すように配置された第２のゲー
ト制御型スイッチング手段を備え、スイッチング手段の
ゲートはスイッチング手段を交互にスイッチするように
配置されたそれぞれの可飽和トランスの２次巻線に結合
され、各々の可飽和トランスは、回路によって発生され
た発振電流を保持する１次巻線を有するとともに、順方
向電流によって可飽和トランスのコアに生じる順方向の
磁束偏位ないし行程（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｅ
ｘｃｕｒｓｉｏｎ）と逆方向電流によって可飽和トラン
スのコアに生じる逆方向の磁束偏位との比を変化するよ
うに配置された制御手段を有し、前記比が１でないとき
、選択的な一方の半サイクルにおいてのみ可飽和トラン
スのコアが飽和するまで磁束偏位が連続的なサイクルに
おいて生じ、それによって前記比に依存する回路の出力
電圧および電流波形の間で位相差が確立される。
この発明の他の目的は、また、上述の発振回路の整流さ
れた交流出力によって付勢されるマグネトロンを含むマ
グネトロン装置を提供することである。
れた交流出力によって付勢されるマグネトロンを含むマ
グネトロン装置を提供することである。
この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
〔実施例］
第ｌ図．第２図，第４図および第５図は既に参照したが
、この発明の実施例の制御回路は、基本的には、可飽和
トランスのコアにおける相対的な磁束偏位を制御するよ
うに配置され、そして順方向および逆方向の磁東偏位の
比が１に等しくないときには選択的な一方の半サイクル
においてのみ可飽和トランスのコアが飽和するまで正味
の磁束偏位が連続するサイクルにおいて発生するという
点において、セハスチャン等によって開示された制御，
回路と異なる。
、この発明の実施例の制御回路は、基本的には、可飽和
トランスのコアにおける相対的な磁束偏位を制御するよ
うに配置され、そして順方向および逆方向の磁東偏位の
比が１に等しくないときには選択的な一方の半サイクル
においてのみ可飽和トランスのコアが飽和するまで正味
の磁束偏位が連続するサイクルにおいて発生するという
点において、セハスチャン等によって開示された制御，
回路と異なる。
このことが第３図および第６図に示される。
第３図を参照して、この回路は概略的には第２Ａ図〜第
２Ｆ図に示した回路に相当するが、その１次巻線がイン
ダクタＬおよびコンデンサｃ３に直列接続されかつその
２次巻線がスイッチングトランジスタＴ１およびＴ２の
ゲートおよびソースに跨がって接続されるカレントトラ
ンスＣＴ１およびＣＴ２を含むということに注目された
い。さらに、その回路での発振を開始させるために、コ
ンデンサＣ４が抵抗Ｒ１を介して充電され、コンデンサ
Ｃ４および抵抗Ｒ１の接続点とスイッチングトランジス
タＴ２のゲートとの間に接続されたダイアックＤＩを点
弧する．さらに、マグネトロンのような負荷ＬＤがコン
デンサＣ３に並列接続される。
２Ｆ図に示した回路に相当するが、その１次巻線がイン
ダクタＬおよびコンデンサｃ３に直列接続されかつその
２次巻線がスイッチングトランジスタＴ１およびＴ２の
ゲートおよびソースに跨がって接続されるカレントトラ
ンスＣＴ１およびＣＴ２を含むということに注目された
い。さらに、その回路での発振を開始させるために、コ
ンデンサＣ４が抵抗Ｒ１を介して充電され、コンデンサ
Ｃ４および抵抗Ｒ１の接続点とスイッチングトランジス
タＴ２のゲートとの間に接続されたダイアックＤＩを点
弧する．さらに、マグネトロンのような負荷ＬＤがコン
デンサＣ３に並列接続される。
トランスＣＴ１およびＣＴ２の巻線は、電流Ｉが正のと
きすなわち第３図において右から左に流れるとき、トラ
ンジスタＴ１がオンされかつトランジスタＴ２がオフさ
れ、電流が逆方向に流れるときトランジスタＴ．がオフ
されかつトランジスタＴ２がオンされるように巻かれる
。各々のトランスの２次巻線はその背面どうしが直列接
続された１対のツエナダイオードＺＤを備える。
きすなわち第３図において右から左に流れるとき、トラ
ンジスタＴ１がオンされかつトランジスタＴ２がオフさ
れ、電流が逆方向に流れるときトランジスタＴ．がオフ
されかつトランジスタＴ２がオンされるように巻かれる
。各々のトランスの２次巻線はその背面どうしが直列接
続された１対のツエナダイオードＺＤを備える。
各トランスのコアにおける磁束φはＳＶｄｔに比例する
。ただし、■は２次巻線の電圧であり、ｔは時間である
。ツェナダイオードＺＤの各対に生じる順方向の電圧降
下がＶ，であり逆方向の電圧降下が■８であるとすると
、対応する磁束偏位φ１およびφ８は各サイクルにおい
てキャンセルする。このことが第６図（ａ）に示される
。したがって、飽和レベルには達せず、トランスは電流
波形のゼロクロス点においてのみ関連するトランジスタ
Ｔ，またはＴ２をオフする。電圧および電流の波形が第
４図に示され、第４図はまた２次巻線に生じる順方向お
よび逆方向電圧降下、すなわち、■ＦおよびＶＢとその
電圧降下が生じる時間期間Ｔ，およびＴｌｌを示す。
。ただし、■は２次巻線の電圧であり、ｔは時間である
。ツェナダイオードＺＤの各対に生じる順方向の電圧降
下がＶ，であり逆方向の電圧降下が■８であるとすると
、対応する磁束偏位φ１およびφ８は各サイクルにおい
てキャンセルする。このことが第６図（ａ）に示される
。したがって、飽和レベルには達せず、トランスは電流
波形のゼロクロス点においてのみ関連するトランジスタ
Ｔ，またはＴ２をオフする。電圧および電流の波形が第
４図に示され、第４図はまた２次巻線に生じる順方向お
よび逆方向電圧降下、すなわち、■ＦおよびＶＢとその
電圧降下が生じる時間期間Ｔ，およびＴｌｌを示す。
この実施例によれば、順方向電圧降下ＶＦと逆方向電圧
降下Ｖｌｌ．ｌ！−１よ等しくないと考えられる。
降下Ｖｌｌ．ｌ！−１よ等しくないと考えられる。
この場合、連続する半サイクルにおける対応する磁束偏
位φ，およびφ１もまた、第６図（ｂ）に示すように、
等しくないであろう。したがって、図示するように、各
々の連続するサイクル中において飽和磁束密度に達した
数サイクルの後、２次巻線の電圧がゼロになるとき、磁
束の正味の増加が結果的に生じる。
位φ，およびφ１もまた、第６図（ｂ）に示すように、
等しくないであろう。したがって、図示するように、各
々の連続するサイクル中において飽和磁束密度に達した
数サイクルの後、２次巻線の電圧がゼロになるとき、磁
束の正味の増加が結果的に生じる。
この状態が既に参照した添付第５図に示されていて、そ
の第５図は順方向電圧降下■１および逆方向電圧降下Ｖ
Ｂ （ＶＦより小さい）およびこの対応の時間期間ｔ
，およびｔｌ＋を示す。第５図はまた、トランスのコア
がサイクルにおける第２Ａ図に示される各々の期間Ａの
終わりで飽和されるようになることを示している。ＶＦ
−Ｌｒ ＝Ｖｍ・ｔ，であるので、電圧および電流
波形の間での位相シフトは１，：１，の比に依存するこ
とが理解されるであろう。この動作モードは、付加的な
巻線を通過する一定電流によってトランスのコアに所定
のバイアス磁束が発生されるセバスチャンの回路の動作
とまったく異なることに留意されたい。そのようなバイ
アス磁束は各サイクルにおける正味の磁束偏位に何の効
果もない。
の第５図は順方向電圧降下■１および逆方向電圧降下Ｖ
Ｂ （ＶＦより小さい）およびこの対応の時間期間ｔ
，およびｔｌ＋を示す。第５図はまた、トランスのコア
がサイクルにおける第２Ａ図に示される各々の期間Ａの
終わりで飽和されるようになることを示している。ＶＦ
−Ｌｒ ＝Ｖｍ・ｔ，であるので、電圧および電流
波形の間での位相シフトは１，：１，の比に依存するこ
とが理解されるであろう。この動作モードは、付加的な
巻線を通過する一定電流によってトランスのコアに所定
のバイアス磁束が発生されるセバスチャンの回路の動作
とまったく異なることに留意されたい。そのようなバイ
アス磁束は各サイクルにおける正味の磁束偏位に何の効
果もない。
この発明の特に単純な形式においては、各々のトランス
ＣＴＩおよびＣＴ２に関連する少なくとも１つのツェナ
ダイオードＺＤはそのツェナー電圧降下が制御可能なよ
うな外部制御可能な形式のものであることを想定してい
る。
ＣＴＩおよびＣＴ２に関連する少なくとも１つのツェナ
ダイオードＺＤはそのツェナー電圧降下が制御可能なよ
うな外部制御可能な形式のものであることを想定してい
る。
第７図および第８図はこの発明の好ましい実施例を示し
、そこでは、制御回路はトランスのコアにおける順方向
および逆方向の磁束偏位を制御するのにどんな外部電源
も必要としない。
、そこでは、制御回路はトランスのコアにおける順方向
および逆方向の磁束偏位を制御するのにどんな外部電源
も必要としない。
第７図に示す回路は、主導体ＬＮから交流が供給されか
つインダクタＬ，コンデンサＣ３，ＭＯＳＦＥＴスイッ
チングトランジスタＴ１およびＴ２ならびに付加的なコ
ンデンサＣ１およびＣ２を含む発振回路に電流を供給す
るブリッジ整流器ＢＲを備える。その回路の共振周波数
は、一義的には、インダクタＬのインダクタンス（典型
的には１６０μＨ）およびコンデンサＣ３の容量（典型
的には０．４７μＦ）によって決まる。コンデンサＣ１
およびＣ２の値は３．３μＦが適当であろう。
つインダクタＬ，コンデンサＣ３，ＭＯＳＦＥＴスイッ
チングトランジスタＴ１およびＴ２ならびに付加的なコ
ンデンサＣ１およびＣ２を含む発振回路に電流を供給す
るブリッジ整流器ＢＲを備える。その回路の共振周波数
は、一義的には、インダクタＬのインダクタンス（典型
的には１６０μＨ）およびコンデンサＣ３の容量（典型
的には０．４７μＦ）によって決まる。コンデンサＣ１
およびＣ２の値は３．３μＦが適当であろう。
上述の発振回路の出力は出力トランスＴＲの１次巻線ａ
に供給され、このトランスの２次巻線Ｃの出力はコンデ
ンサＣ６並びにダイオードＤ４およびＤ５を含む従来の
倍圧回路においてマグネトロンＭに供給される。マグネ
トロンのヒータＨがトランスＴＲＯ別の２次巻線ｂによ
って付勢される。
に供給され、このトランスの２次巻線Ｃの出力はコンデ
ンサＣ６並びにダイオードＤ４およびＤ５を含む従来の
倍圧回路においてマグネトロンＭに供給される。マグネ
トロンのヒータＨがトランスＴＲＯ別の２次巻線ｂによ
って付勢される。
この発振回路はインダクタＬおよびコンデンサＣ３に直
列接続される２つのカレントトランスｃＴ１およびＣＴ
２を含む。これらカレントトランスの各々はたとえば「
直交形（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ） ＪまたはｒＨＣＲ，
のような方形のヒステリシスループを有する磁性材料の
可飽和コアを含む。この回路が共振周波数で発振すると
きトランスのコアは飽和しないという点に注意されたい
。
列接続される２つのカレントトランスｃＴ１およびＣＴ
２を含む。これらカレントトランスの各々はたとえば「
直交形（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ） ＪまたはｒＨＣＲ，
のような方形のヒステリシスループを有する磁性材料の
可飽和コアを含む。この回路が共振周波数で発振すると
きトランスのコアは飽和しないという点に注意されたい
。
この回路はまた従来の形式の始動回路を含み、この始動
回路はダイオードＤ３および直列接続された抵抗Ｒ１お
よびコンデンサＣ４によって充電される４７μＦのコン
デンサＣ５を有し、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ４はコ
ンデンサＣ５およびダイオードＤ３の接続点と電源の負
極との間に接続される。直列接続された抵抗Ｒ２および
ダイオードＤ８が、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ４の接
続点とトランジスタＴＩのソースとの間に接続される。
回路はダイオードＤ３および直列接続された抵抗Ｒ１お
よびコンデンサＣ４によって充電される４７μＦのコン
デンサＣ５を有し、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ４はコ
ンデンサＣ５およびダイオードＤ３の接続点と電源の負
極との間に接続される。直列接続された抵抗Ｒ２および
ダイオードＤ８が、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ４の接
続点とトランジスタＴＩのソースとの間に接続される。
さらに、ダイアックＤＩは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４と
の接続点との間で、直列接続されたトランスＣＴ１およ
びＣＴ２の１次巻線ｆにそれぞれ接続される。回路が付
勢されると、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とのＲＣ定数に
よって決まる速度でコンデンサＣ４が徐々に充電され、
その電圧が所定値に達するとダイアックＤＩを点弧し、
ダイアックＤＩはスイッチングトランジスタＴ，をオン
するようなそのスイッチングトランジスタのゲートソー
ス間電圧を発生するように極性がきめられた巻線ｆを通
して、パルス電流を送る。したがって、第２Ａ図〜第２
Ｆ図を参照して既に説明した態様での発振を開始させる
。スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２は寄生ダイ
オードＤ１およびＤ２によってそれぞれバイパスされる
。これら寄生ダイオードは、ディスクリートな部品では
なくスイッチングトランジスタＴ，およびＴ２にそれぞ
れ内包されるものでものであるため、点線で示されてい
る。
の接続点との間で、直列接続されたトランスＣＴ１およ
びＣＴ２の１次巻線ｆにそれぞれ接続される。回路が付
勢されると、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とのＲＣ定数に
よって決まる速度でコンデンサＣ４が徐々に充電され、
その電圧が所定値に達するとダイアックＤＩを点弧し、
ダイアックＤＩはスイッチングトランジスタＴ，をオン
するようなそのスイッチングトランジスタのゲートソー
ス間電圧を発生するように極性がきめられた巻線ｆを通
して、パルス電流を送る。したがって、第２Ａ図〜第２
Ｆ図を参照して既に説明した態様での発振を開始させる
。スイッチングトランジスタＴ１およびＴ２は寄生ダイ
オードＤ１およびＤ２によってそれぞれバイパスされる
。これら寄生ダイオードは、ディスクリートな部品では
なくスイッチングトランジスタＴ，およびＴ２にそれぞ
れ内包されるものでものであるため、点線で示されてい
る。
発振が開始した後、トランスＣＴＩおよびＣＴ２がそれ
らの１次巻線ｅを流れる電流によって付勢される。出力
電圧が２次巻線ｈに発生される。
らの１次巻線ｅを流れる電流によって付勢される。出力
電圧が２次巻線ｈに発生される。
なお、トランスＣＴＩにおける出力電圧はトランスＣＴ
２の出力電圧とは反対極性のものである。
２の出力電圧とは反対極性のものである。
なぜなら、１次巻線ｅが互いに逆方向に巻かれているの
に対し、２次巻線ｈが同じ方向に巻かれているからであ
る。各々の２次巻線ｈは、その端子間に跨がって接続さ
れた２つの背面接続ツェナダイオードＺＤを含み、また
２つの直列接続抵抗（トランスＣＴＩの場合Ｒ３および
Ｒ４であり、トランスＣＴ２の場合Ｒ５およびＲ６であ
る）を含み、これら抵抗対のそれぞれの接続点はスイッ
チングトランジスタＴ，およびＴ２のゲートに接続され
る。スイッチングトランジスタへの駆動回路は各２次巻
線ｈの一方端とトランジスタＴＩのソース（ＣＴＩの場
合）およびトランジスタＴアのソース（ＣＴ２の場合）
との間の接続によって完威される。したがって、電流が
端子Ｘから端子Ｙに流れているとき、１次巻！ａｅによ
って発生する磁束はトランジスタＴＩをオンしかつＴ！
をオフする。この状態は、勿論、電流が端子Ｙから端子
Ｘに流れるときには反転する。
に対し、２次巻線ｈが同じ方向に巻かれているからであ
る。各々の２次巻線ｈは、その端子間に跨がって接続さ
れた２つの背面接続ツェナダイオードＺＤを含み、また
２つの直列接続抵抗（トランスＣＴＩの場合Ｒ３および
Ｒ４であり、トランスＣＴ２の場合Ｒ５およびＲ６であ
る）を含み、これら抵抗対のそれぞれの接続点はスイッ
チングトランジスタＴ，およびＴ２のゲートに接続され
る。スイッチングトランジスタへの駆動回路は各２次巻
線ｈの一方端とトランジスタＴＩのソース（ＣＴＩの場
合）およびトランジスタＴアのソース（ＣＴ２の場合）
との間の接続によって完威される。したがって、電流が
端子Ｘから端子Ｙに流れているとき、１次巻！ａｅによ
って発生する磁束はトランジスタＴＩをオンしかつＴ！
をオフする。この状態は、勿論、電流が端子Ｙから端子
Ｘに流れるときには反転する。
ツェナダイオードＺＤは各２次巻線に生じる電圧降下を
、何れの方向でも、８から略２０ボルトに制限し、した
がって、トランスＣＴＩおよびＣＴ２のコアは連続する
半サイクルの間に磁束偏位が等しくかつ逆方向にあると
きには飽和しない。
、何れの方向でも、８から略２０ボルトに制限し、した
がって、トランスＣＴＩおよびＣＴ２のコアは連続する
半サイクルの間に磁束偏位が等しくかつ逆方向にあると
きには飽和しない。
第２Ａ図〜第２Ｆ図および第４図並びに第５図に関連し
て説明したように、この状態は発振回路が共振周波数で
作動しているとき生じる。
て説明したように、この状態は発振回路が共振周波数で
作動しているとき生じる。
発振回路のパワー出力を制御するために、２つの付加的
な２次巻線ｇがカレントトランスＣＴｌおよびＣＴ２に
設けられ、それらは逆方向に巻かれかつ直列接続される
。これら巻線の接続点は導体１に接続されこれら巻線の
自由端は制御回路（第８図）に接続された導体２および
３にそれぞれ接続される。第８図の制御回路は、また、
パワー出力トランスＴＲの２次巻線ｄによって電力の供
給を受ける整流回路の正および負出力に接続される。こ
の回路の正端子が２つのダイオードＤ６およびＤ７の接
続点に接続され負端子が巻線ｄの中点に接続される。
な２次巻線ｇがカレントトランスＣＴｌおよびＣＴ２に
設けられ、それらは逆方向に巻かれかつ直列接続される
。これら巻線の接続点は導体１に接続されこれら巻線の
自由端は制御回路（第８図）に接続された導体２および
３にそれぞれ接続される。第８図の制御回路は、また、
パワー出力トランスＴＲの２次巻線ｄによって電力の供
給を受ける整流回路の正および負出力に接続される。こ
の回路の正端子が２つのダイオードＤ６およびＤ７の接
続点に接続され負端子が巻線ｄの中点に接続される。
この制御回路の動作を第８図を参照して説明する。付加
的な巻線ｇの自由端からの導体２および３はダイオード
Ｄ８およびＤ９に接続され、コンデンサＣ７が導体１と
ダイオードＤ８およびＤ９の接続点との間に接続される
。したがって、電解コンデンサＣ７に現れる電圧は、カ
レントトランスＣＴＩおよびＣＴ２の巻線ｇに生じる電
圧である。トランスＣＴ１およびＣＴ２のコアにおける
磁束偏位はしたがって付加的な巻線ｇにおける積Ｖｔに
依存し、したがって、正および逆方向の電流の流れによ
るトランスのコアにおける連続的な磁束偏位の比はコン
デンサＣ７（第８図）に現れる電圧に依存する。この電
圧はパワートランジスタＴ３を制御する“ＴＬ４３１”
のようなシャントレギュレータＩＣＩを含むレギュレー
夕回路によって制御される。トランジスタＴ３は可変抵
抗器ＶＲＩと抵抗Ｒ７との比によって決まるブリセット
電圧までコンデンサＣ７を放電させ、これら抵抗の接続
点はシャントレギュレータＩＣＩＯ制御端子に別の抵抗
Ｒ８を介して接続されている．抵抗Ｒ９がトランジスタ
Ｔ３のベースエミッタ間に接続される。
的な巻線ｇの自由端からの導体２および３はダイオード
Ｄ８およびＤ９に接続され、コンデンサＣ７が導体１と
ダイオードＤ８およびＤ９の接続点との間に接続される
。したがって、電解コンデンサＣ７に現れる電圧は、カ
レントトランスＣＴＩおよびＣＴ２の巻線ｇに生じる電
圧である。トランスＣＴ１およびＣＴ２のコアにおける
磁束偏位はしたがって付加的な巻線ｇにおける積Ｖｔに
依存し、したがって、正および逆方向の電流の流れによ
るトランスのコアにおける連続的な磁束偏位の比はコン
デンサＣ７（第８図）に現れる電圧に依存する。この電
圧はパワートランジスタＴ３を制御する“ＴＬ４３１”
のようなシャントレギュレータＩＣＩを含むレギュレー
夕回路によって制御される。トランジスタＴ３は可変抵
抗器ＶＲＩと抵抗Ｒ７との比によって決まるブリセット
電圧までコンデンサＣ７を放電させ、これら抵抗の接続
点はシャントレギュレータＩＣＩＯ制御端子に別の抵抗
Ｒ８を介して接続されている．抵抗Ｒ９がトランジスタ
Ｔ３のベースエミッタ間に接続される。
可変抵抗器ＶＲＩは、手動的に可変であり、トランスＴ
Ｒのパワー出力を制御する。このパワー出力は端子Ｘお
よびＹに現れる電圧とこれらの端子間に流れる電流との
間の位相差が９０’であるような値に可変抵抗器ＶＲを
設定することによってゼロにまで減じられ得る。
Ｒのパワー出力を制御する。このパワー出力は端子Ｘお
よびＹに現れる電圧とこれらの端子間に流れる電流との
間の位相差が９０’であるような値に可変抵抗器ＶＲを
設定することによってゼロにまで減じられ得る。
マグネトロンＭのヒータ回路Ｈがウォーミングアップし
ているとき、トランスＴＲのパワー出力を制限するため
に、２次巻線ｄからの導体が直列接続された抵抗ＲＩＯ
およびＲｌｌの接続点に接続されたダイオードＤＩＯを
介してシャントレギュレータＩＣＩ （第８図）の制御
端子に接続される。
ているとき、トランスＴＲのパワー出力を制限するため
に、２次巻線ｄからの導体が直列接続された抵抗ＲＩＯ
およびＲｌｌの接続点に接続されたダイオードＤＩＯを
介してシャントレギュレータＩＣＩ （第８図）の制御
端子に接続される。
マグネトロンのヒータＨがウォーミングアップされ電子
が放出されるまで、マグネトロンＭは開路状態にあり、
トランスの１次巻線ａに高電圧が現れる。これらの電圧
は、巻線ｄによって検知され、抵抗ＲＩＯおよびＲｌｌ
によって減衰され、前述のシャントレギュレータＩＣＩ
の制御入力に供給され、トランジスタＴ３をオンして共
振回路に供給される電力を減じ、この装置を制御下に保
持する。
が放出されるまで、マグネトロンＭは開路状態にあり、
トランスの１次巻線ａに高電圧が現れる。これらの電圧
は、巻線ｄによって検知され、抵抗ＲＩＯおよびＲｌｌ
によって減衰され、前述のシャントレギュレータＩＣＩ
の制御入力に供給され、トランジスタＴ３をオンして共
振回路に供給される電力を減じ、この装置を制御下に保
持する。
第１図は発振回路から付勢される負荷を示す回路図であ
る。 第２Ａ図〜第２Ｆ図は発振回路における連続的な電流の
流れを示す回路図である。 第３図はこの発明の原理を示す発振回路の回路図である
。 第４図は第２Ａ図〜第２Ｆ図に示される回路の１つの変
形における電流および電圧波形を時間に対してプロット
したグラフである。 第５図は第２Ａ図〜第２Ｆ図に示される回路の別の変形
について電流および電圧波形を時間に対してプロットし
たグラフである。 第６図はこの発明の実施例回路のトランスのコアにおけ
る磁化力Ｈに対する磁束密度Ｂをプロットしたグラフで
ある。 第７図はこの発明に従ったマグネトロン装置の部分回路
図である。 第８図は第７図のマグネトロン装置を制御するために利
用されるこの発明の一実施例としての新規な制御回路を
示す制御回路図である。 図において、Ｌはインダクタ、Ｃ３，Ｃ７はコンデンサ
、ＬＤは負荷、ＣＴＩ，ＣＴ２はカレントトランス、Ｔ
，，Ｔ２はＭＯＳＦＥＴスイッチング素子、Ｍはマグネ
トロン、ＩＣＩはシャントレギュレータ、ＶＲＩは可変
抵抗器、Ｔ３はパワートランジスタを示す。
る。 第２Ａ図〜第２Ｆ図は発振回路における連続的な電流の
流れを示す回路図である。 第３図はこの発明の原理を示す発振回路の回路図である
。 第４図は第２Ａ図〜第２Ｆ図に示される回路の１つの変
形における電流および電圧波形を時間に対してプロット
したグラフである。 第５図は第２Ａ図〜第２Ｆ図に示される回路の別の変形
について電流および電圧波形を時間に対してプロットし
たグラフである。 第６図はこの発明の実施例回路のトランスのコアにおけ
る磁化力Ｈに対する磁束密度Ｂをプロットしたグラフで
ある。 第７図はこの発明に従ったマグネトロン装置の部分回路
図である。 第８図は第７図のマグネトロン装置を制御するために利
用されるこの発明の一実施例としての新規な制御回路を
示す制御回路図である。 図において、Ｌはインダクタ、Ｃ３，Ｃ７はコンデンサ
、ＬＤは負荷、ＣＴＩ，ＣＴ２はカレントトランス、Ｔ
，，Ｔ２はＭＯＳＦＥＴスイッチング素子、Ｍはマグネ
トロン、ＩＣＩはシャントレギュレータ、ＶＲＩは可変
抵抗器、Ｔ３はパワートランジスタを示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ コンデンサに直列接続されたインダクタ、正および
負の電源端子、前記端子からの電流を前記インダクタお
よびコンデンサを通して順方向に導くように配置された
第１のゲート制御型スイッチング手段、および前記端子
からの電流を前記インダクタおよびコンデンサを通して
逆方向に導くように配置された第２のゲート制御型スイ
ッチング手段を備える発振回路であって、 前記スイッチング手段のゲートはそのスイッチング手段
を交互にオンするように配置された各可飽和トランスの
２次巻線に結合されていて、各々の前記可飽和トランス
は前記回路によって発生された発振電流を保持する１次
巻線を有するとともに、前記順方向に流れる電流によっ
て生じる前記可飽和トランスのコアにおける順方向の磁
束偏位と前記逆方向に流れる電流によって生じる前記可
飽和トランスのコアにおける逆方向の磁束偏位との比を
変化するように配置された制御手段を有し、それによっ
て 前記比が１に等しくないとき前記可飽和トランスのコア
が選択的な一方の半サイクルにおいてのみ飽和するまで
正味の磁束偏位が連続するサイクルにおいて発生し、そ
れによって前記回路の出力電圧および電流波形の間で前
記比に依存する位相差が確立される、発振回路。 ２ 前記制御手段は前記コアに結合された付加的な巻線
、前記付加的な巻線に直列接続された整流手段、および
前記整流手段の出力に接続されかつ前記付加的な巻線に
おける直流電圧降下を設定しそれゆえに前記比を設定す
るように配置された調整手段を含む、請求項１記載の発
振回路。 ３ 前記調整手段は前記付加的な巻線の出力によって単
独に付勢される、請求項２記載の発振回路。 ４ 前記スイッチング手段の各々は各ダイオードによっ
てバイパスされる、請求項１ないし３のいずれかに記載
の発振回路。 ５ 請求項１ないし４のいずれかに記載の発振回路の整
流された交流出力によって付勢されるマグネトロンを備
える、マグネトロン装置。 ６ 前記マグネトロンは前記コンデンサに並列接続され
た１次巻線を有するトランスから付勢される、請求項５
記載のマグネトロン装置。 ７ 前記マグネトロンのヒータ回路に結合された別の制
御手段がそのマグネトロンのヒータがウォーミングアッ
プされる間前記発振回路の出力を一時的に制限する制御
信号を発生するように配置される、請求項５または６記
載のマグネトロン装置。 ８ 前記正および負の電源端子は整流回路の出力によっ
て付勢される、請求項５ないし７のいずれかに記載のマ
グネトロン装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8907592.3 | 1989-04-04 | ||
| GB8907592A GB2230154A (en) | 1989-04-04 | 1989-04-04 | Oscillator circuits |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0356072A true JPH0356072A (ja) | 1991-03-11 |
Family
ID=10654451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2090064A Pending JPH0356072A (ja) | 1989-04-04 | 1990-04-04 | 発振回路およびマグネトロン装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5043680A (ja) |
| EP (1) | EP0391679B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0356072A (ja) |
| KR (1) | KR0160773B1 (ja) |
| AU (1) | AU626399B2 (ja) |
| BR (1) | BR9001536A (ja) |
| CA (1) | CA2013713C (ja) |
| DE (1) | DE69007148T2 (ja) |
| DK (1) | DK0391679T3 (ja) |
| ES (1) | ES2050366T3 (ja) |
| GB (1) | GB2230154A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| MX9200368A (es) * | 1991-01-29 | 1992-08-01 | Dawari Datubo Dan Harry | Sistema de conversion de potencia de alta densidad y alta frecuencia. |
| JP3026704B2 (ja) * | 1993-07-29 | 2000-03-27 | 富士通株式会社 | マグネトロン発振出力制御装置及びプラズマ処理方法 |
| JP3821454B2 (ja) * | 1996-07-12 | 2006-09-13 | 松下電器産業株式会社 | 蛍光ランプ点灯装置 |
| SE523523C2 (sv) * | 2001-09-21 | 2004-04-27 | Abb Ab | Strömriktare samt förfarande för styrning därav |
| US7411363B2 (en) * | 2006-06-26 | 2008-08-12 | Lam Dat D | Conservation of electrical energy and electro-magnetic power in motor, generator, and product components |
| PL219054B1 (pl) * | 2010-12-03 | 2015-03-31 | Akademia Górniczo Hutnicza Im Stanisława Staszica W Krakowie | Zintegrowany element indukcyjny |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1542662A (en) * | 1975-09-12 | 1979-03-21 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Power supply |
| US4677345A (en) * | 1980-08-14 | 1987-06-30 | Nilssen Ole K | Inverter circuits |
| DE3312574A1 (de) * | 1983-04-08 | 1984-10-18 | Trilux-Lenze Gmbh + Co Kg, 5760 Arnsberg | Elektronisches vorschaltgeraet fuer leuchtstofflampen |
| DE3462739D1 (en) * | 1983-05-16 | 1987-04-23 | Gen Electric | Load voltage control for resonant inverter circuits |
| DK161274C (da) * | 1986-10-31 | 1991-12-02 | Jorck & Larsen | Vekselstroemsgenerator til forsyning og regulering af f.eks. lysstofroer, anvendelse af vekselstroemsgenerator og fremgansgsmaade til regulering af vekselstroem |
| US4873408A (en) * | 1987-12-28 | 1989-10-10 | General Electric Company | Magnetron with microprocessor based feedback control |
| US4872100A (en) * | 1988-10-12 | 1989-10-03 | Zenith Electronics Corporation | High voltage DC to AC converter |
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1989
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