JPH035629B2

JPH035629B2 -

Info

Publication number: JPH035629B2
Application number: JP55183547A
Authority: JP
Inventors: Junpei Oda
Original assignee: Ohkura Electric Co Ltd
Current assignee: Ohkura Electric Co Ltd
Priority date: 1980-12-23
Filing date: 1980-12-23
Publication date: 1991-01-28
Also published as: JPS57106983A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、関数電圧発生装置、更に詳しくは、
直線特性を有する電圧信号を非直線特性に変換し
て２次曲線の関数電圧を発生する関数電圧発生装
置に関する。

従来の技術及び発明が解決しようとする課題従
来におけるこの種の関数電圧発生装置は主として
折線近似によるものが実用化されているが、この
方式ではそれぞれの折線に対応する多数の回路を
必要とし、全体の回路構成が複雑となる欠点があ
つた。曲線近似による方式も一部実用に供されて
いるものの、回路構成が複雑であること、調整が
困難であること等の欠点であつた。

本発明は従来の技術に内在する上記欠点を解消
する為になされたものであり、従つて本発明の目
的は、比較的簡単な回路構成により、所望とする
任意の非直線特性を有する関数電圧を的確に発生
する新規な関数電圧発生装置を提供することにあ
る。

本発明の他の目的は、二乗特性電圧の位置を変
更したり、二乗特性の振幅を変更しても相互に干
渉なく容易に二乗特性電圧の設定ができ、調整の
極めて容易な関数電圧発生装置を提供することに
ある。

課題を解決するための手段上記目的を達成する為に、本発明に係る関数電
圧発生装置は、基準電圧発生回路と、入力電圧の
始点を設定するゼロシフト回路と、前記基準電圧
発生回路から出力される基準電圧と入力電圧を入
力しそれらの電圧に基づいて二乗特性電圧を発生
する二乗特性電圧発生回路と、該二乗特性電圧発
生回路の出力電圧のレベルを調整する出力レベル
調整回路と、該出力レベル調整回路の出力電圧と
前記入力電圧とを加算する加算回路とを具備して
構成される。

実施例以下、本発明をその良好な一実施例について図
面を参照しながら詳細に説明しよう。

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図で
ある。

第１において、参照番号１００は演算増幅器
５、電圧比較器９を含み、基準信号となる三角波
電圧を発生する三角波信号発生回路、２００は演
算増幅器１６，２１，２６を含み、演算増幅器１
６、ダイオード１７，１８、抵抗１９，２０より
構成される一方向出力増幅器により構成されたゼ
ロシフト回路、３００は電圧比較器３４，３５，
３６、トランジスタスイツチ４３，４４，４５お
よびコンデンサ４９，５０，５１と抵抗４６，４
７，４８より構成されるCR回路（フイルタ）に
より構成され、三角波信号発振回路１００の出力
の出力電圧V₀₅とゼロシフト回路２００の出力電
圧V₁₆、V₁₂、V₂₆を比較し、その大小により前記
スイツチ４３，４４，４５を“ON”、“OFF”す
ることにより二乗特性電圧を発生する二乗特性電
圧発生回路、４００は演算増幅器５８，５９，６
０を含み、分圧器５２，５３，５４にて出力電圧
を調整する出力レベル調整回路、５００は反転加
算増幅器６９，７０を含む加算回路をそれぞれ示
す。

次にそれぞれの機能ブロツクについて具体的に
作用を説明するに、先ず三角波信号発信回路１０
０において、参照番号１及び２は基準電圧の入力
端子であり、これらの端子１及び２には基準電圧
＋E_S1及び−E_S2（｜E_S1｜＝｜E_S2｜）が入力され
る。又３，４は演算増幅器５の入力抵抗であり、
抵抗３の抵抗値をR₃、抵抗４の抵抗値をR₄とし、
R₃＝4R₄となるようにR₃、R₄を決定する。ここ
で電圧比較器９の出力が“ロウ”となつていると
き、トランジスタ１０，１１は“OFF”であり、
電圧比較器９の一側入力はE_S1となる。このとき
演算増幅器５の出力電圧V₀₅は、コンデンサ６の
値をＣとすれば、 V₀₅＝∫E_S2／Ｃ（R₄＋R₄）dt−∫E_S1／CR₃dt ＝E_S2（ｔ／2CR₄−ｔ／4CR₄）＝E_S2ｔ／4CR₄………(1
) となり、出力電圧V₀₅はOVからE_S2／4CR₄の係数に比例して正方向に時間とともに増加し、出力電圧
V₀₅がE_S1Ｖを越えると、電圧比較器９は反転して
その出力が“ハイ”電圧となり、トランジスタ１
０，１１を“ON”にさせる。すると、演算増幅
器５の出力電圧V₀₅は V₀₅＝−∫E_S1／CR₃dt＋E_S1＝−E_S1／4CR₄ｔ＋E_S1 ………(2) となり、この出力電圧V₀₅はE_S1Ｖの電圧から
E_S1／4CR₄の係数に比例して負の方向に時間とともに減少する。出力電圧V₀₅がOVより負の方向へい
くと電圧比較器９は反転し、それによつて出力電
圧V₀₅は反転して正の方向へ増加する。このよう
にして出力電圧V₀₅はVOからE_S1Ｖの間で三角波
形の発振出力となる。この出力電圧V₀₅は二乗特
性電圧発生回路３００の基準電圧となるために、
以後この電圧V₀₅を三角波の基準電圧と呼ぶ。

続いてゼロシフト回路２００において、入力端
子１２は増幅器１６の＋側入力に接続されてい
て、入力電圧E_iはe_ZＶ（e_Z≧０）からe_SＶまで直線
的に変化する。増幅器１６の−側入力には入力抵
抗２０が電圧設定端子１３から接続されており、
なおかつ帰還抵抗１９が増幅器１６の出力側から
ダイオード１７を介して接続され、又増幅器１６
の出力側からダイオード１８を介して接続されて
いる。このようにして増幅器１６は正方向のみを
出力する一方向出力増幅器を構成している。ダイ
オード１７の出力V₁₆は抵抗２０，１９の抵抗値
をR₂₀、R₁₉、ゼロ点設定入力電圧をE_S3とすると、
増幅器１６の出力が正の電圧の時にはダイオード
１７を介してV₁₆が出力される。この時の出力
V₁₆の値は V₁₆＝E_i×R₁₉＋R₂₀／R₂₀−E_S3R₁₉／R₂₀ ………(3) 但し、E_i×（R₁₉＋R₂₀）／R₂₀≧E_S3R₁₉／R₂₀のとき一方増幅器１６の出力が負の電圧の時にはダイ
オード１８を介して帰還され、ダイオード１７に
よりその出力R₁₆の値はOVとなる。

同様に、増幅器２１は＋側入力に入力電圧E_i、
−側入力にはゼロ設定入力電圧E_4Sを入力抵抗２
５を通して接続し、同時に帰還抵抗２４が接続さ
れ、一方向出力増幅器を構成しており、ダイオー
ド２２の出力電圧をV₂₁、抵抗２４，２５の抵抗
値をR₂₄、R₂₅とすると、 V₂₁＝E_i（R₂₄＋R₂₅）／R₂₅−E_S4R₂₄／R₂₅ ………(4) 但し、E_i（R₂₄＋R₂₅）／R₂₅≧E_S4R₂₄／R₂₅のとき同様に、増幅器２６は＋側入力に入力電圧E_i、
−側入力に設定値E_S5の設定端子１５から入力抵
抗３０と帰還抵抗２９が接続され、一方向出力増
幅器を構成しており、ダイオード２７の出力を
V₂₆とし、抵抗２９，３０の抵抗値をR₂₉、R₃₀と
すると、 V₂₆＝E_i（R₂₉＋R₃₀）／R₃₀−E_S5R₂₉／R₃₀ ………(5) 但し、E_i（R₂₉＋R₃₀）／R₃₀≧E_S5R₂₉／R₃₀のときここで、R₁₉＝R₂₀＝R₂₄＝R₂₅＝R₂₉＝R₃₀＝R₀
とすると、上記増幅器出力V₁₆、V₂₁、V₂₆は次式
で表される。

“V₁₆＝2E_i−E_S3 2E_i＞E_S3のとき V₁₆＝Ｏ 2E_i≦E_S3のとき (6) （増幅器１６の出力が負となるためV₁₆は０） V₂₁＝2E_i−E_S4 2E_i＞E_S4のとき V₂₁＝Ｏ 2E_i≦E_S4のとき (7) （増幅器２１の出力が負となるためV₂₁は０） V₂₆＝2E_i−E_S5 2E_i＞E_S5のとき V₂₆＝Ｏ 2E_i≦E_S5のとき (8) （増幅器２６の出力が負となるためV₂₆は０）” 入力電圧E_iがe_ZＶ〜e_SＶ（e_Z≧Ｏとする）まで変
化すると、出力V₁₆はＯ〜（2e_S−E_S3）Ｖまで変
化し、出力V₂₁はＯ〜（2e_S−E_S4）Ｖ、V₂₆はＯ〜
（2e_S−E_S5）Ｖの様に変化する。

次に二乗特性電圧発生回路３００について説明
するに、電圧比較器３４の−側入力はOVからE_S1
Ｖまで変化する、三角波信号発振回路１００から
出力される三角波の基準電圧V05に分圧器３１を
介して接続されている。この分圧器３１の出力
V₃₁は最小電圧がOVで最大電圧がV_31Mの三角波
となる（第２図ａ参照）。電圧比較器３４の＋側
入力はダイオード１７の出力側に接続されてい
る。同様に電圧比較器３５，３６も分圧器３２，
３３を介して三角波信号発振回路１００から出力
される三角波の基準電圧V₀₅が接続されており、
分圧器３２，３３の出力電圧V₃₂、V₃₃とすると、
出力電圧V₃₂は最小電圧がOVで最大電圧がV_32M
の三角波となり、また出力電圧V₃₃は最小電圧が
OVで最大電圧がV_33Mの三角波となる。そして、
比較器３５，３６の＋側入力はそれぞれダイオー
ド２２，２７の出力側に接続されている。電圧比
較器３４の−側入力である分圧器出力V₃₁の波形
と＋側入力V₁₆の関係を第２図ａに示す。第２図
において、分圧器出力V₃₁から最大電圧V_31Mの三
角波、＋側入力V₁₆はOVから最大V_31Mの直流電圧
となる。に示す。

この様に接続されている回路において、トラン
ジスタスイツチ４３が“ON”になるような電圧
比較器３４の出力電圧V₃₄をV_CCとし、反対に
“OFF”になるような電圧比較器３４の出力電圧
V₃₄をV_SSとすると、比較器３４の＋側入力V₁₆が
OVの時には−側入力V₃₁が第２図ａに示される
ようにいつも＋側入力より高いので、その出力電
圧V₃₄はV_SSとなる。その特性を第２図ｂに示し
ている。比較器３４の＋側入力V₁₆が0.25V_31Mの
ときには、＋側入力V₁₆より−側入力V₃₁の方が低
い時にのみ比較器３４の出力電圧V₃₄はV_CCとな
る。この特性を第２図ｃに示している。同様にし
て電圧比較器３４の＋側入力V₁₆が0.5V_31Mのとき
には、第２図ｄに示す様になり、比較器３４の＋
側入力V₁₆が0.75_31Mのときには第２図ｅの様にな
り、更に比較器３４の＋側入力V₁₆が1V_31M以上
になると、第２図ｆの様に比較器３４の出力電圧
V₃₄はV_CCとなる。電圧比較器３５，３６の場合
にも同様になる。

一方、トランジスタスイツチ４３は電圧比較器
３４の出力に従い“ON”、“OFF”するようにな
つている。比較器３４が“ON”の時（V₃₄＝V_CC
のとき）にはスイツチ４３は“ON”し、比較器
３４が“OFF”のとき（V₃₄＝V_SS）には“OFF”
となる。従つて、電圧V₁₆がOVの時にはすべて
の時間“OFF”で入力電圧E_iは通過し、電圧V₁₆
が1/2V_31Mのときには50％通過し、電圧V₁₆が
V_31Mのときには通過しないという結果が得られ
る。このスイツチ４３の後に４６の抵抗と、４９
のコンデンサにより構成されるフイルタを置く
と、このコンデンサ４９の両端の電圧V₄₉は第３
図に示す様に入力V₁₆に従つた二乗特性を示す。
つまり、 V₄₉＝KV₁₆（V₁₆−V_31M） ………(9) となり、V₁₆＝OVからV₁₆＝V_31Mに対して最大電
圧0.25K（V_31M）²の二乗特性となる。ここで、Ｋ
は減衰定数で抵抗３７，４６，５５、分圧器５
２、コンデンサ４９により決まる定数である。ス
イツチ４４，４５についても同様である。

続いて、レベル調整回路４００について説明す
るに、電圧V₄₉は増幅器５８の−側入力に抵抗５
５を介して接続され、又、分圧器５２を介して増
幅器５８の＋側入力に接続されている。そして、
増幅器５８の−側入力から帰還抵抗６１が接続さ
れていて、増幅器５８の出力V₅₈は５２の分圧器
の位置により＋V₄₉から−V₄₉まで可変すること
ができる。分圧器５２の出力電圧をV₅₂、抵抗５
５，６１の抵抗値をR₅₅、R₆₁とし、R₅₅＝R₆₁と
すると、電圧V₅₂が上側に設定されたときには、
増幅器５８の出力V₅₈は、 V₅₈＝2V₄₉−V₄₉＝V₄₉ ………(10) 電圧V₅₂が分圧器５２の中央に設定されたとき
には、 V₅₈＝２×（V₄₉／２）−V₄₉＝Ｏ ………(11) 電圧V₅₂が分圧器５２の下側に設定されたとき
には、 V₅₈＝−V₄₉ ………(12) となり、分圧器５２の設定により増幅器５８には
＋V₄₉〜−V₄₉の出力が得られる。

同様にして、増幅器５９の出力電圧V₅₉、増幅
器６の出力電圧V₆₀が得られる。

次に加算回路５００において、増幅器６９と７
０は反転加算増幅器である。ここで、抵抗６４，
６６，６７，６８，７１，７２，７３、の抵抗値
を等しくすると、増幅器７０の出力電圧はE_Oは E_O＝E_i＋V₅₈＋V₅₉＋V₆₀ ………（13）以上のようにして二乗特性電圧が得られる。次
に、実際の設定の方法について説明する。第４図
ａの破線の様な入力電圧がE_iがe_ZＶからe_SＶまで
変化し、実線で示した関数電圧を発生させる場合
に、実線電圧から破線電圧を差し引いてｂの波形
が得られる。e_S＋e_Z／２の振幅電圧V₇₅とする。このｂに示す電圧特性を前記出力電圧V₅₈、V₅₉、V₆₀
により得ればよい。電圧V₅₈の特性を第４図ｃに
示す様に入力電圧e_Zからe_Sまで変化する特性にす
るために、E_S3＝2e_Z、V_31M＝２（e_S ^-e_Z）と設定す
ると、コンデンサ４９の端子電圧V₄₉は、 V₄₉＝Ｋ（2E_i ^-2e_Z）（2E_i ^-2e_Z ^-（2e_S ^-2e_Z））＝4K（E_i ^-e_Z）（E_i ^-e_S）………（14）となり、分圧器５２により、E_iにより、E_i＝
e_S＋e_Z／２の所で電圧V₇₅に一致する様に調整すると、第４図ｃの特性が得られる。このｃの特性を
ｂ図から差引くとｄ図の様な未補正又は過補正の
特性が得られる。この特性を電圧V₅₉とV₆₀で補
正すればよい。まず電圧V₅₉でe_Zからe_S＋e_Z／２までの補正を行う。このために、E_S4＝2e_ZとV_32M＝e_S
−e_Zと設定すると、 V₅₀＝KV₂₁（V₂₁−e_S＋e_Z） ………（15） V₅₀＝Ｋ（2E_i−2e_Z）（2E_i−2e_Z−（e_S−e_Z））＝4K（E
_i−e_Z）（E_i−1/2（e_Z−e_S））………（16）となり、分圧器５３でE_i＝e_S＋e_Z／４の所で振幅補正を行うとよい。補正特性は第４図ｅになる。次
電圧V₆₀でe_S＋e_Z／２からe_Sまでの補正を行う。このために、E_S5＝e_Z＋e_S、V_33Mをe_S−e_Zとすると、 V₆₀＝KV₂₆（V₂₆ ^-e_S ⁺e_Z） ………（17） V₆₀＝Ｋ（2E_i ^-（e_Z ⁺e_S））（2E_i ^-（e_Z ⁺e_S）^-（e_S ^-e_Z）
）＝4K（E_i-1/2（e_Z ⁺e_S））（E_i ^-e_S）………（18）となり、分圧器５４でE_i＝3/4（e_S＋e_Z）の所で
振幅補正を行うとよい。補正特性は第４図ｆとな
り、この第４図ｃ，ｅ，ｆを加算することによ
り、第４図ｂの特性が得られ、これを入力電圧E_i
に加算することで第４図ａの実線の様な特性曲線
が得られる。

発明の効果以上説明した様に、本発明によれば、非直線特
性を始点から終点の直線と複数個の二乗曲線に分
解してそれぞれの始点と終点を設定することによ
り、簡単にして的確に非直線特性の電圧を発生さ
せることが出来る。

本発明によれば、また、二乗特性電圧の位置を
変更したり、二乗特性の振幅を変更しても相互に
干渉なく容易に二乗特性電圧の設定ができ、調整
が極めて容易にあるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、
第２図ａ〜ｆ、第３図、第４図ａ〜ｆは本発明の
一実施例を説明する為の図である。５，１６，２１，２６，５８，５９，６０……
演算増幅器、９，３４，３５，３６……電圧比較
器、６９，７０……反転加算増幅器、１００……
三角波信号発振回路、２００……ゼロシフト回
路、３００……二乗特性電圧発生回路、４００…
…出力レベル調整回路、５００……加算回路。

Claims

【特許請求の範囲】１三角波の基準電圧を発生する基準電圧発生回
路と、入力電圧の始点を設定するゼロシフト回路と、前記入力電圧と前記基準電圧を比較する電圧比
較器、該電圧比較器の比較出力により制御されて
前記入力電圧を“ON”“OFF”するスイツチ素
子、該スイツチ素子の出力を入力として二乗特性
電圧を発生するフイルタを有する二乗特性電圧発
生回路と、該二乗特性電圧発生回路の出力電圧のレベルを
調整する出力レベル調整回路と、該出力レベル調整回路の出力電圧と前記入力電
圧を加算する加算回路と、を具備することを特徴とした関数電圧発生装置。