JPH0357714B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、安定化直流電源装置に使用するスイ
ツチングレギユレータに関するものである。

〔従来の技術とその問題点〕

トランスの１次巻線にスイツチングトランジス
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オン型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を使用してパルス幅変調波（PWM波）を
作り、これにより変換用スイツチングトランジス
タをオン・オフ制御する他励式に構成されてい
る。従つて、回路が複雑且つ高価になつた。

簡単な回路構成のDC−DCコンバータとして、
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータ
（RCC）があるが、軽負荷時に発振周波数が上つ
てスイツチング回数が多くなり、スイツチング損
失が大になるという欠点を有する。また、スイツ
チング素子として電界効果トランジスタを使用す
ることが困難であるという欠点を有する。

上述の如き問題点を解決するために、本件出願
人は、特願昭61−6666、特願昭61−6667、特願昭
61−6669によつて変換用スイツチのオン時点をコ
ンデンサの充電電圧によつて決定する新しい方式
を提案した。この方式によれば、コンデンサの周
期的充放電によつて電圧変換用スイツチがオン・
オフ制御されるために、回路構成が簡略化され
る。しかし、ここには、電源電圧が高い場合にお
ける電力損失を大幅に低減させるための具体的な
技術が開示されていない。

そこで、本発明の目的は、コンデンサを周期的
に充放電させて変換用スイツチのオン時点を決定
するスイツチングレギユレータにおいて、特に電
源電圧が高い場合における電力損失を低減させる
ことを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の如き目的を達成するための本発明は、直
流電源から供給される電圧をオン・オフするもの
であり、制御端子の電圧がスレツシホールド電圧
に達した時にオンになるように構成されている例
えばFET５のような電圧調整用スイツチと、前
記電圧調整用スイツチのオン・オフに対応する出
力電圧を得るための電圧変換用巻線及び前記電圧
変換用巻線に電磁結合され、前記スイツチをオン
駆動するために前記制御端子に接続された例えば
３次巻線１４のようなスイツチ駆動巻線を有する
トランスと、前記変換用巻線の出力側に接続され
た整流平滑回路と、充電電圧によつて前記スイツ
チをオン駆動するように前記スイツチ駆動巻線に
直列に接続されている第１のコンデンサと、前記
直流電源と前記第１のコンデンサとの間に接続さ
れた充電用抵抗から成る第１の充電回路と、前記
第１のコンデンサの両端に接続され且つ前記トラ
ンスを介して得られる前記直流電源の電圧よりも
低い電圧に基づいて前記第１のコンデンサを充電
する第２の充電回路と、前記電圧調整用スイツチ
のオフ開始時点を決定するための第２のコンデン
サと、前記電圧調整用スイツチのオン開始時点に
応答して前記第２のコンデンサの充電を開始する
第３の充電回路と、前記第２のコンデンサが所定
値まで充電されたことに応答して前記駆動巻線の
電圧による前記電圧調整用スイツチのオン駆動を
遮断して前記電圧調整用スイツチをオフ状態に転
換させると共に前記第１及び第２のコンデンサを
放電状態になすように前記電圧調整用スイツチと
前記第１及び第２のコンデンサに接続されている
制御回路とから成るスイツチングレギユレータに
係わるものである。

なお、本発明と実施例との対応関係を説明する
と、前記第１の充電回路は抵抗１６であり、前記
第２の充電回路は例えば巻線４１とダイオード４
２とコンデンサ４４と抵抗４５とダイオード４６
から成る回路であり、前記第３の充電回路は第２
のコンデンサ１７を駆動巻線１４に接続する抵抗
１８等の回路であり、前記制御回路は制御用トラ
ンジスタ１９を含む回路である。

［作用］ 本発明によれば、第１のコンデンサを直流電源
に接続された第１の充電回路のみで充電しない
で、トランスに接続された第２の充電回路を併用
して充電する。これにより、第１の充電回路の抵
抗に流れる電流を小さくしてここでの電力損失を
小さくすることができる。なお、第２の充電回路
は直流電源の電圧よりも低い電圧をトランスから
得て第１のコンデンサを充電するので、第１のコ
ンデンサが要求する充電電流を流しても電力損失
がさほど大きくならない。

〔第１の実施例〕 次に、第１図及び第２図によつて本発明の第１
の実施例に係わる直流−直流変換器を説明する。
第１図において、一方の直流電源端子１にはトラ
ンス２の１次巻線３の一端が接続されている。１
次巻線３の他端と他方の直流電源端子４との間に
は、変換用スイツチとしてＮチヤネルの絶縁ゲー
ト型（MOS型）電界効果トランジスタ即ちFET
５が接続されている。FET５は第１の端子とし
てドレイン、第２の端子としてソース、制御端子
としてゲートを有し、ゲート電圧がスレツシホー
ルド電圧V_THに達した時にドレイン・ソース間が
導通状態（オン状態）になるものである。

トランス２は、電圧変換用巻線又は主巻線とし
ての１次巻線３と２次巻線６を有する他に、スイ
ツチ駆動用巻線として３次巻線１４を有し、更に
コンデンサ充電用の４次巻線４１を有する。

１次巻線３に電磁結合された２次巻線６には、
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。本発明に従う出力回路は、
トランス２と整流平滑回路１１とで構成されてい
る。

１次巻線３及び２次巻線６に電磁結合されてい
る３次巻線１４の一端は、第１のコンデンサ１５
を介してFET５のゲートに接続され、他端はソ
ースに接続されている。一方の電源端子１とゲー
トとの間には第１の充電回路として抵抗１６が接
続されている。この抵抗１６は第１のコンデンサ
１５の充電時定数を決定する。

第１のコンデンサ１５を充電するための本発明
に従う第２の充電回路は、４次巻線４１と、ここ
にダイオード４２と抵抗４３とを介して並列に接
続された充電電源用コンデンサ４４と、この電源
用コンデンサ４４と第１のコンデンサ１５との間
に接続された抵抗４５及びダイオード４６とから
成る。

FET５のオフ時点を決定するために第２のコ
ンデンサ１７が設けられている。この第２のコン
デンサ１７の充電回路は、充電時定数を決める抵
抗１８を介してこのコンデンサ１７を３次巻線１
４に並列接続することによつて構成されている。

第１及び第２のコンデンサ１５，１７を周期的
に充放電させ、且つ第２のコンデンサ１７の電圧
に応答してFET５のオフ時点を決定するための
制御回路は、FET５のゲートとソースとの間に
逆流阻止用ダイオードD₁を介して接続された制
御用トランジスタ１９を有している。この制御用
トランジスタ１９のベース・エミツタ間には第２
のコンデンサ１７が接続されている。制御用トラ
ンジスタ１９は、ベース・エミツタ間に所定値
（例えば約0.6V）以上の電圧が印加された時に導
通を開始し、FET５のゲート・ソース間を実質
的に短絡状態にするものである。第２のコンデン
サ１７に並列に接続されたダイオードD₂は、第
２のコンデンサ１７の逆方向充電電圧を一定にす
るためのものである。

定電圧制御回路は、出力端子１２，１３間に接
続された電圧検出用抵抗２０，２１と、この抵抗
２０，２１の分圧点に一方の入力端子が接続さ
れ、他方の入力端子が基準電圧源２２に接続され
た誤差増幅器２３と、この誤差増幅器２３の出力
端子に接続された発光ダイオード２４と、この発
光ダイオード２４に光結合されたホトトランジス
タ２５とから成る。ホトトランジスタ２５は、第
２のコンデンサ１５の充電時定数を変えるための
可変インピーダンス素子として設けられたもので
あり、抵抗１８に並列に接続されている。従つ
て、第２のコンデンサ１７の充電は、抵抗１８と
ホトトランジスタ２５とを通して行われる。

トランス２の残留磁気をフライバツク電圧によ
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２６を介して抵抗２７が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２７に並列にコンデンサ２８が接続されてい
る。

（動作） 一対の電源端子１，４から直流電圧を供給する
と、抵抗１６、第１のコンデンサ１５、３次巻線
１４から成る回路によつて第１のコンデンサ１５
の充電が開始する。第１のコンデンサ１５は、こ
の容量C₁と抵抗１６の値R₁によつて決定される
充電時定数R₁C₁に従つて充電され、この両端電
圧源V_C1は第２図Ｅのt₁〜t₄に示す如く徐々に高
くなる。FET５はスレツシホールド電圧V_TH（立
上り電圧）を有しているので、電源投入に同期し
て直ちにオンにならず、第１のコンデンサ１５が
スレツシホールド電圧V_TH以上に充電された時点
t₃でオンになる。FET５がオンになると、第２図
Ｃに示す如くFET５のドレイン・ソース間電圧
V_DSが低くなり、逆に１次巻線３に電源電圧が印
加されるために、第２図Ｄに示す如く３次巻線１
４に電圧V₃が発生し、この３次巻線１４の電圧
V₃が正帰還電圧となつてFET５のゲートに印加
される。電源端子１の電圧は、３次巻線１４の電
圧V₃よりも高く設定されているので、FET５が
オンのt₃〜t₄期間でも充電され、コンデンサ電圧
V_C1と３次巻線電圧V₃との和の電圧がゲート電圧
V_Gとなる。なお、３次巻線１４に得られる正方
向電圧に基づいてFET５のソース・ゲート間容
量を通る電流が流れる。この結果、３次巻線１４
の正方向電圧は、コンデンサ１５の放電を許し、
しかる後、コンデンサ１５を逆方向の極性に充電
する。FET５がオンになると、第２図Ｂに示す
如くドレイン電流I_Dが流れ、トランスの２次巻線
６にダイオード７をオンにする向きの電圧が発生
し、これが平滑されて出力電圧となる。

FET５がオンに転換し、３次巻線１４に正方
向電圧が発生する時点t₃から第２のコンデンサ１
７の正方向の充電が開始し、この充電電圧V_C2が
第２図Ｆに示す如く徐々に高くなる。そして、コ
ンデンサ電圧V_C2が制御用トランジスタ１９の立
上り電圧（約0.6V）以上になると、トランジス
タ１９がオンに転換し、ゲート・ソース間が実質
的に短絡され、ゲート電圧V_Gがスレツシホール
ド電圧以下になり、FET５がオフに転換する。
トランジスタ１９のオン時に第１のコンデンサ１
５の電荷が、ダイオードD₁、トランジスタ１９、
３次巻線１４の回路で放出され、第１のコンデン
サ１５を介してスレツシホールド以上の電圧を
FET５に与えることが不可能になる。

起動後のFET５のオン期間には、４次巻線４
１に１次巻線３の電圧に対応する電圧が得られ、
これにより充電電源用コンデンサ４４が充電され
る。今、第１のコンデンサ１５が要求している充
電電流が10ｍＡであるとすれば、この10ｍＡを抵
抗１６を介して全部供給せずに、充電電源用コン
デンサ４４から供給する。例えば、DC300Vの電
源電圧に基づき抵抗１６を介して0.5ｍＡのみ流
し、10−0.5＝9.5ｍＡは充電電源用コンデンサ４
４から流す。そして、電力損失を大幅に低減させ
るために、充電電源用コンデンサ４４の充電電圧
をDC300Vよりも大幅に低い例えば10Vに設定す
る。この結果、本発明に従う充電電源用コンデン
サ４４が無い場合には、抵抗１６によつて300
（Ｖ）×10（ｍＡ）＝3Wの電力損失が生じたのに対
し、本発明に従う第１図の回路では、抵抗１６に
おける電力損失が300（Ｖ）×0.5（ｍＡ）＝0.15W、
抵抗４５による電力損失が10（Ｖ）×9.5（ｍＡ）＝
0.095Wとなり、合計で0.245Wの電力損失が生じ
るのみであり、抵抗１６のみの場合に比較して約
92％電力損失が少なくなる。

第２図のt₁でFET５がオフに転換すると、フラ
イバツク電圧V_Fが発生し、第２図Ｄに示す如く
３次巻線電圧V₃の向きが逆になる。t₁〜t₂で発生
する３次巻線１４の逆方向電圧は、第２のコンデ
ンサ１７を逆方向に充電する。第２のコンデンサ
１７にダイオードD₂が並列に接続されているの
で、逆方向充電電圧は一定値に抑えられる。この
時、制御用トランジスタ１９は逆バイアスされて
オフ状態にある。オフ期間の３次巻線１４の電圧
は、FET５のソース・ゲート間容量を通して第
１のコンデンサ１５を充電する。従つて、フライ
バツク電圧が発生している期間t₁〜t₂では、３次
巻線１４の電圧と、電源電圧と、コンデンサ４４
に基づく電圧とで第１のコンデンサ１５が充電さ
れる。フライバツク電圧に基づく３次巻線１４の
逆方向電圧は、FET５のオン時間幅T_ONが広く、
ドレイン電流I_Dが大きい程高くなる。従つて、
FET５のオン時間幅T_ONが広くなると、第１のコ
ンデンサ１５の充電電圧の上昇の傾きが大にな
り、結局、FET５のオン時間幅T_OFFが狭くなる。
このため、負荷電流が変動してもFET５のオ
ン・オフ周期はあまり変化せず、ほぼ一定にな
る。

ゲート電圧V_Gは、コンデンサ電圧V_C1と３次巻
線電圧V₃との和であるので、第２図Ａに示す如
く変化し、フライバツク電圧V_Fが発生している
期間t₁〜t₂においては、V_C1−V_Fの電圧がゲート
電圧V_Gとなる。t₂でトランス２のリセツトが終了
すると、フライバツク電圧V_Fも消滅するため、
コンデンサ電圧V_C1がゲート電圧V_Gとなる。第１
のコンデンサ１５の充電が更に進み、t₃でFET５
のスレツシホールド電圧V_THに達すると、FET５
がオンになる。オンになつた後のt₃〜t₄のオン時
間幅T_ONは、起動時と同様に抵抗１８とホトトラ
ンジスタ２５の合成抵抗値R₂と第２のコンデン
サ１７の値C₂とから成るR₂C₂時定数回路によつ
て決定される。

出力電圧の制御は、ホトトランジスタ２５の抵
抗値制御で行われる。今、出力電圧が一定値より
も低くなつたとすれば、誤差増幅器２３の出力が
低くなり、発光ダイオード２４の光量が少なくな
り、ホトトランジスタ２５の抵抗値が高くなる。
このため、抵抗１８とホトトランジスタ２５とか
ら成る充電回路で供給する充電電流が減少し、第
２のコンデンサ１７の充電速度が第２図Ｆで点線
で示す如く遅くなり、第２のコンデンサ１７の電
圧がトランジスタ１９の立上り電圧に達するまで
の時間が長くなる。この結果、t₃〜t₄のオン時間
幅T_ONが長くなり、デユテイ比の増大で出力電圧
が所定値に戻される。出力電圧が基準値よりも高
くなつた時には、上記と逆の動作になる。

出力端子１２，１３間が短絡した場合には、ト
ランス２の各巻線の電圧が下り、結局、充電電源
用コンデンサ４４の電圧も下り、第１のコンデン
サ１５の充電電流が小さくなり、第１のコンデン
サ１５の電圧がFET５をオンにするレベルにな
かなか達しなくなり、デユテイ比が低下し、負荷
電流を抑えることができる。

〔第２の実施例〕 次に、第３図及び第４図に示す本発明の第２の
実施例を説明する。但し、第２以後の実施例及び
変形例において、第１図及び第２図と共通する部
分には、同一の符号を付してその説明を省略す
る。この実施例では、第１のコンデンサ１５に並
列にダイオードD₃を介してトランジスタ３０が
接続され、このトランジスタ３０のベースが抵抗
３１を介して３次巻線１４の下端に接続されてい
る。従つて、第４図のt₁〜t₂期間でフライバツク
電圧が発生し、第４図Ｄに示す如く逆方向電圧が
３次巻線１４に発生すると、このt₁〜t₂期間にト
ランジスタ３０がオンになり、第１のコンデンサ
１５の充電が禁止され、第４図Ｅに示す如く、第
１のコンデンサ１５の充電は、トランス２のリセ
ツト後のt₂時点から開始される。これにより、ト
ランス２のリセツト前にゲート電圧V_Gがスレツ
シホールド電圧V_THに達することを完全に阻止で
きる。また、トランス２のリセツト終了時にトラ
ンス２の１次巻線３に振動（図示せず）が生じる
が、第１のコンデンサ１５が未充電状態にあるた
め、振動による正帰還電圧とコンデンサ電圧V_C1
との和がFET５のスレツシホールド電圧V_THに達
せず、FET５が誤まつてオンに転換するおそれ
がない。

t₂時点になると、トランジスタ３０がオフにな
るため、この時点から第１のコンデンサ１５の充
電が開始し、t₃時点でFET５がオンになる。

３２は過電流検出用抵抗であり、FET５のソ
ースに直列に接続されている。トランジスタ１９
のエミツタはソースに直接に接続されずに抵抗３
２の左端に接続されている。このため、第２のコ
ンデンサ１７の電圧V_C2と抵抗３２の両端電圧V_O
との和の電圧がトランジスタ１９のベース・エミ
ツタ間に印加される。従つて、過電流が流れる
と、第２のコンデンサ１７の充電電圧V_C2が低い
状態でトランジスタ１９がオンになり、FET５
がオフに転換し、FET５のオン期間t₃〜t₄が短か
くなる。

〔第３の実施例〕 次に、第５図に示す本発明の第３の実施例に係
わる直流−直流変換器を説明する。第５図では、
ホトトランジスタ２５をバイアスするために、ダ
イオード３３とコンデンサ３４が巻線１４に並列
に接続され、ホトトランジスタ２５のコレクタが
コンデンサ３４に接続されている。また、第２の
コンデンサ１７に並列に抵抗３５が接続されてい
る。この回路では、第２のコンデンサ１７に抵抗
１８とホトトランジスタ２５との両方から充電電
流が流れ込む。なお、この第５図の２次巻線６の
極性は第１図と逆である。このため、FET５の
オン期間にはダイオード７が逆バイアス状態とな
り、２次巻線６からエネルギが出力されない。
FET５がオフになると、トランス２の磁気リセ
ツト動作によつて２次巻線６に上向きの電圧が発
生し、ダイオード７を介してトランス２のエネル
ギの放出が行われ、コンデンサ１０で平滑されて
出力される。

〔第４の実施例〕 第６図は第４の実施例の直流−直流変換器を示
し、第７図は第６図の各部の状態を示す。この実
施例では電圧制御を第１のコンデンサ１５の充電
電流を制御することによつて行つている。即ち、
直流電源端子１と第１のコンデンサ１５との間に
抵抗１６ａ，１６ｂを接続し、抵抗１６ｂと第１
のコンデンサ１５とに対してホトトランジスタ２
５を並列に接続している。この回路で出力電圧が
変化すると、ホトトランジスタ２５にバイパスす
る電流が変化し、第１のコンデンサ１５の充電電
流がホトトランジスタ２５の抵抗値変化に応じて
変化し、第１のコンデンサ１５がスレツシホール
ド電圧V_THに達するまでの時間が第７図Ｅで実線
と点線で示すように変化し、FET５のオン開始
時点も変化する。

〔第５の実施例〕 第８図に示す第５の実施例では、抵抗１６に並
列にホトトランジスタ２５が接続されている。従
つて、抵抗１６を通して流れる電流と、ホトトラ
ンジスタ２５を通して流れる電流と、抵抗４５を
通して流れる電流とで第１のコンデンサ１５が充
電される。この実施例では第１のコンデンサ１５
が３次巻線１４の下側に移され、３次巻線１４と
ダイオードD₁を介してゲートに接続されている。
また、第２のコンデンサ１７を充電するために、
独立に５次巻線１４ａが設けられ、ここにダイオ
ードD₂と抵抗１８を介してコンデンサ１７が接
続されている。

〔第６の実施例〕 第９図に示す第６の実施例のコンデンサ５０は
その容量が小さいので、第１図のコンデンサ１７
とは本質的に異なる機能を有し、単にバイアス電
圧安定化用として設けられている。一方、抵抗３
２の値が比較的大きいので、制御用トランジスタ
１９はこの抵抗３２に基づく検出電圧V_Oに大き
く依存してオンになる。コンデンサ５１はバイア
ス電源用として設けられ、ダイオード５２を介し
て３次巻線１４に接続されている。コンデンサ５
１の電圧は、ホトトランジスタ２５と抵抗５３と
で分圧されてトランジスタ１９のベースに供給さ
れる。

（動作） 一対の電源端子１，４から直流電圧を供給する
と、抵抗１６、コンデンサ１５、３次巻線１４か
ら成る回路によつてコンデンサ１５の充電が開始
される。コンデンサ１５は、この容量C₁と抵抗
１６の値R₁とによる時定数R₁C₁に従つて充電さ
れ、この両端電圧V_C1は徐々に高くなる。FET５
はスレツシホールド電圧V_TH（立上り電圧）を有
しているので、電源投入に同期して直ちにオンに
ならず、コンデンサ１５がスレシホールド電圧
V_TH以上に充電された時にオンになる。FET５が
オンになると、第１図の場合と同様な原理で出力
電圧が得られる。

FET５のオフ期間にはフライバツク電圧が発
生し、ドレイン・ソース間電圧V_DSが第２図Ｃに
示す如く高くなる。また３次巻線１４には第２図
Ｄに示す如く、トランス２の残留磁気がリセツト
されるまでのt₁〜t₂の期間に逆方向の電圧が発生
する。

次に、第９図のFET５のオン終了制御を説明
する。第９図のダイオード５２、コンデンサ５
１、ホトトランジスタ２５、抵抗５３、コンデン
サ５０は、可変バイアス回路として機能し、第１
１図Ｃに示す如く直流バイアス電圧V_Bを供給す
る。トランジスタ１９のベース・エミツタ間電圧
V_BEは、電源検出用抵抗Riの電圧V_Aとバイアス電
圧V_Bとの和である。トランジスタ１９の立上り
電圧（スレツシホールド電圧）が0.6Vであると
すれば、V_A＋V_Bが0.6Vに達した時にトランジス
タ１９がオンになる。バイアス電圧V_Bは平滑電
圧であるので、短時間の間に変化しないが、電流
検出電圧V_Aは、第１１図Ａに示すドレイン電流
I_Dに対応して変化する。そして、ドレイン電流I_D
は、トランス１次巻線３を通つて流れるために時
間と共に増大する。FET５のオン開始時点にお
ける電流検出電圧V_Aとバイアス電圧V_Bとの和の
電圧ではトランジスタ１９がオンにならないよう
に各部の定数が決定されている。第１１図Ｂに示
す如く、電流検出電圧V_Aが徐々に増大すると、
トランジスタ１９のベース・エミツタ間電圧V_BE
も徐々に高くなり、ついに立上り電圧（0.6V）
に達し、トランジスタ１９がオンになる。これに
より、トランジスタ１９と抵抗Riとによつてゲ
ート・ソース間が短絡され、ゲート電圧V_Gがス
レツシホールド電圧V_TH以下に低下し、FET５が
オフに転換する。トランジスタ１９のオンがスト
レージタイムにより保持されている間にコンデン
サ１５の電荷が、ダイオードD₁、トランジスタ
１９、抵抗Ri、３次巻線１４の回路で放出され
る。FET５がオフに転換すると、フライバツク
電圧が発生し、３次巻線１４に逆方向の電圧が発
生すると共に、コンデンサ１５の電圧が低下する
ので、FET５のオフが維持される。この例では、
コンデンサ１５がFET５のオフ転換時点から再
び充電され、一定時間後に再びFET５がオンに
なる。

FET５がオンからオフに転換する時点は、電
流検出電圧V_Aとバイアス電圧V_Bとに依存して変
化する。第１１図のt₁〜t₂期間は、入力電圧（電
源電圧）が小の場合、t₂〜t₃期間は入力電圧が大
の場合、t₃〜t₄の期間はドレイン電流（負荷電
流）が大の場合、t₄〜t₅の期間はドレイン電流が
小の場合の各部の波形を示す。t₁〜t₂の入力電圧
が小の場合には、オン開始時のドレイン電流I_D及
び電流検出電圧V_Aも小になるので、第１１図Ｄ
に示す如くV_BEが0.6Vに達するまでに比較的長い
時間がかかり、オン時間が長くなる。

t₂〜t₃の入力電圧が大の場合には、オン開始時
の電流検出電圧V_Aが高くなるので、V_BEが0.6Vに
達するまでの時間が短かくなる。

t₃〜t₄のドレイン電流I_Dが大の場合には、電圧
降下が大きいために出力電圧が低下する傾向とな
り、誤差出力及び発光ダイオード２４の光量が低
下し、ホトトランジスタ２５の抵抗値が大にな
り、ホトトランジスタ２５と抵抗５３との分圧回
路から得られるバイアス電圧V_Bが低くなる。こ
のため、ドレイン電流I_Dが大きくても、トランジ
スタ１９のV_BEが0.6Vに達するまでの時間が長く
なり、必要なオン時間幅が得られる。

t₄〜t₅のドレイン電流が小の場合には、出力電
圧が高くなる傾向になり、誤差出力及び発光ダイ
オード２４の光量が大きくなり、ホトトランジス
タ２５の抵抗値が小になり、バイアス電圧V_Bが
第１１図Ｃに示す如く高くなる。このため、ドレ
イン電流I_Dの振幅が小さくても、第１１図Ｄに示
す如く比較的早くV_BEが0.6Vに達する。

上述から明らかな如く、この回路はスイツチン
グトランジスタの飽和を利用した自励直流−直流
変換器でないので、第１０図に示すオン時間T_ON
とオフ時間T_OFFとの和から成るオン・オフ周期
は、負荷が変動してもあまり変化しない。このた
め、軽負荷時におけるスイツチング回数の増大が
抑制され、スイツチング損失が少なくなる。ま
た、オン・オン形式であるにも拘らず、自励発振
が可能になる。また回路構成の簡略化及び小型化
ができる。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものではな
く、例えば次の変形例が可能なものである。

(1) 第１２図に示す如く、第１図のトランス２の
１次及び２次巻線３，６の代りに、単巻トラン
ス型巻線３ａを設け、このタツプに整流平滑回
路１１を接続するものにも適用可能である。こ
の例は、FET５がオフの時にダイオード７が
オンになるオン・オフタイプであるので、整流
平滑回路１１がダイオード７とコンデンサ１０
で構成され、又巻線３ａの極性が第１図と反対
にされている。

(2) 第１３図に示す如く、トランス２に２次巻線
を設けずに、１次巻線３に直接に整流平滑回路
１１を接続するものにも適用可能である。これ
もオン・オフタイプに構成されている。

(3) 第１４図に示す如く、１次巻線３をFET５
のドレイン側に接続してもよい。

(4) 第１５図に示す如く、４次巻線を設ける代り
に、コンデンサ４４を出力端子１２，１３間の
電圧で充電してもよい。

(5) 第１６図に示す如く、スイツチとしてFET
５の代りに発光ダイオード５ｃとホトトランジ
スタ５ｂとから成る光スイツチ５ａを使用して
もよい。この場合、ホトトランジスタ５ｂを１
次巻線３に直列に接続し、発光ダイオード５ｃ
を抵抗７０を介して第１のコンデンサ１５に接
続する。従つて、発光ダイオード５ｃのアノー
ドが制御端子として機能し、発光ダイオード５
ｃの立上り電圧（スレツシホールド）以上に第
１のコンデンサ１５が充電された時に発光し、
ホトトランジスタ５ｂがオンになる。なお、コ
ンデンサ１５に並列に抵抗７１とダイオード７
２が接続されているので、オン時の３次巻線１
４の電圧によつて発光ダイオード５ｃに電流が
供給される。

(6) 第１７図に示す如く、スイツチとしてFET
５の代りにトランジスタ５ｄを接続してもよ
い。この場合にもオン時にベース電流を供給す
るために、第１のコンデンサ１５に並列に抵抗
７１とダイオード７２とが接続されている。

(7) 第１８図に示す如く、第１のコンデンサ１５
を３次巻線１４に並列に接続してもよい。この
場合には、３次巻線１４に直列に抵抗７３が接
続されている。

(8) 第１９図に示す如く、電源端子１と出力端子
１２との間に直列に１次巻線３を接続し、この
１次巻線３をインダクタンスとして使用し、
FET５のオン期間に１次巻線３にエネルギを
蓄積させ、FET５のオフ時にダイオード７を
介して放出させるものに適用可能である。

(9) 制御用トランジスタ１９の代りに、FET等
の別の制御素子を使用してもよい。

〔発明の効果〕

上述から明らかな如く、本発明ではコンデンサ
を電源電圧のみに基づいて充電せずに、トランス
を介して得られる電圧に基づいても充電するよう
に構成したので、トランスを介して得られる電圧
をコンデンサの充電電圧に適合するように低く設
定した場合に、電力損失が少なくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる直流−
直流変換器を示すブロツク図、第２図は第１図の
各部の波形図、第３図は第２の実施例の直流−直
流変換器を示す回路図、第４図は第３図の各部の
波形図、第５図は第３の実施例の直流−直流変換
器を示す回路図、第６図は第４の実施例の直流−
直流変換器を示す回路図、第７図は第６図の各部
の波形図、第８図は第５の実施例の直流−直流変
換器を示す回路図、第９図は第６の実施例の直流
−直流変換器を示す回路図、第１０図は第９図の
各部の波形図、第１１図は第９図の回路の入力電
圧変化時及び電流変化時の波形図、第１２図、第
１３図、第１４図、第１５図、第１６図、第１７
図、第１８図、第１９図は変形例を示す回路図で
ある。 １，４……電源端子、２……トランス、３……
１次巻線、５……FET、６……２次巻線、１１
……整流平滑回路、１２，１３……出力端子、１
４……３次巻線、１５……第１のコンデンサ、４
１……４次巻線、４４……充電電源用コンデン
サ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源から供給される電圧をオン・オフす
   るものであり、制御端子の電圧がスレツシホール
   ド電圧に達した時にオンになるように構成されて
   いる電圧調整用スイツチと、 前記スイツチのオン・オフに対応した出力電圧
   を得るための電圧変換用巻線及びこの電圧変換用
   巻線に電磁結合され、前記スイツチをオン駆動す
   るために前記制御端子に接続されたスイツチ駆動
   巻線を有するトランスと、 前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整流
   平滑回路と、 充電電圧によつて前記スイツチをオン駆動する
   ように前記スイツチ駆動巻線に直列に接続されて
   いる第１のコンデンサと、 前記直流電源と前記第１のコンデンサとの間に
   接続された充電用抵抗から成る第１の充電回路
   と、 前記第１のコンデンサの両端に接続され且つ前
   記トランスを介して得られる前記直流電源の電圧
   よりも低い電圧に基づいて前記第１のコンデンサ
   を充電する第２の充電回路と、 前記電圧調整用スイツチのオフ開始時点を決定
   するための第２のコンデンサと、 前記電圧調整用スイツチのオン開始時点に応答
   して前記第２のコンデンサの充電を開始する第３
   の充電回路と、 前記第２のコンデンサが所定値まで充電された
   ことに応答して前記駆動巻線の電圧による前記電
   圧調整用スイツチのオン駆動を遮断して前記電圧
   調整用スイツチをオフ状態に転換させると共に前
   記第１及び第２のコンデンサを放電状態になすよ
   うに前記電圧調整用スイツチと前記第１及び第２
   のコンデンサに接続されている制御回路と から成るスイツチングレギユレータ。