JPH0357710B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、安定化直流電源装置に使用する直流
−直流変換器（DC−DCコンバータ）に関するも
のである。

〔従来の技術とその問題点〕

トランスの１次巻線にスイツチングトランジス
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オフ型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を含んでパルス幅変調波（PWM波）を作
り、これにより変換用スイツチングトランジスタ
をオン・オフ制御する他励式に構成されている。
従つて、回路が複雑且つ高価になつた。この種の
欠点を解決するものとして、特公昭52−18364号
にトランスに制御巻線を設け、この制御巻線を制
御することにより電圧調整する自励式のオン・オ
フ型DC−DCコンバータが開示されている。しか
し、この方式では、制御巻線を設けなければなら
ず、大幅に小型化及び簡略化することが困難であ
る。

簡単な回路構成のDC−DCコンバータとして、
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータがある
が、軽負荷時に発振周波数が上つてスイツチング
回数が多くなり、スイツチング損失が大になると
いう欠点を有する。また、スイツチング素子とし
て電界効果トランジスタを使用することが困難で
あるという欠点を有する。

そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で
自励発振し、且つ電圧制御を容易に達成すること
ができる直流−直流変換器を提供することにあ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記問題点を解決し、上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源から供給される電圧をオ
ン・オフするものであり、制御素子の電圧がスレ
ツシホールド電圧に達した時にオンになるように
構成されている変換用スイツチと、前記変換用ス
イツチのオン・オフに対応した出力電圧を得るた
めの電圧変換用巻線及びこの電圧変換用巻線に電
磁結合され、前記変換用スイツチをオン駆動する
ために前記制御端子に接続されたスイツチ駆動巻
線を有するトランスと、前記電圧変換用巻線の出
力側に接続された整流平滑回路と、充電電圧によ
つて前記変換用スイツチをオン駆動するように前
記変換用スイツチに接続されている第１のコンデ
ンサと、前記第１のコンデンサを充電するための
第１の充電回路と、前記変換用スイツチのオフ開
始時点を決定するための第２のコンデンサと、前
記変換用スイツチのオン開始に応答して前記第２
のコンデンサの充電を開始する第２の充電回路
と、前記変換用スイツチと前記第１及び第２のコ
ンデンサに接続され、前記第２のコンデンサが所
定値まで充電されたことに応答して前記駆動巻線
の電圧による前記変換用スイツチのオン駆動を遮
断して前記変換用スイツチをオフ状態に転換さ
せ、かつ前記第１及び第２のコンデンサを放電状
態になす制御回路と、前記第１のコンデンサの充
電電流を変えることによつて前記第１のコンデン
サの電圧が前記スレツシホールド電圧に達するま
での時間幅を変えて前記整流平滑回路の出力電圧
を制御する電圧制御回路とから成る直流−直流変
換器に係わるものである。

なお、上記発明における変換用スイツチは、例
えば実施例のFET５のような素子であり、前記
電圧変換用巻線は例えば実施例の１次巻線３及び
２次巻線６のように電圧変換に関係する巻線であ
り、前記スイツチ駆動巻線は例えば実施例の３次
巻線１４であり、前記制御回路は例えば実施例の
制御トランジスタ１９を含む回路であり、電圧制
御回路は例えばホトトランジスタ２５を含む回路
である。

〔作用〕

上記発明においては、第１のコンデンサが所定
値まで充電されると変換用スイツチのオフ期間が
終了し、オン期間に入る。また第２のコンデンサ
が所定値まで充電されると、オン期間が終了し、
オフ期間に入る。このため、第１及び第２のコン
デンサの充放電に基づいて変換用スイツチがオ
ン・オフ動作する。第１のコンデンサの充電電流
を変えると、変換用スイツチのオフ時間幅が変化
する。

〔実施例〕

次に、第１図及び第２図によつて本発明の実施
例に係わる直流−直流変換器を説明する。第１図
において、一方の直流電源端子１にはトランス２
の１次巻線３の一端が接続されている。１次巻線
３の他端と他方の直流電源端子４との間には、変
換用スイツチング素子としてＮチヤネルの絶縁ゲ
ート型（MOS型）電界効果トランジスタ即ち
FET５が接続されている。FET５は第１の端子
としてドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲートを有し、ゲートにスレシホール
ド電圧V_TH以上の電圧が印加された時にドレイ
ン・ソース間が導通状態（オン状態）になるもの
である。

１次巻線３に電磁結合された２次巻線６には、
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。

１４はトランス３次巻線であつて、１次巻線３
及び２次巻線６に電磁結合されている。この３次
巻線１４の一端は、第１のコンデンサ１５を介し
てFET５のゲートに接続され、他端はソースに
接続されている。一方の電源端子１とゲートとの
間には第１の充電回路として２つの抵抗１６ａ，
１６ｂが接続されている。この２つの抵抗１６
ａ，１６ｂは第１のコンデンサ１５の充電時定数
を得るために設けられている。

本発明に係わるオン時間終了制御回路は、第２
のコンデンサ１７と第２の充電回路としての第２
の抵抗１８とによつて構成されている。第２のコ
ンデンサ１７はこの充電時定数を決めるための第
２の抵抗１８を介して３次巻線１４に並列に接続
されている。なお、コンデンサ１７に並列にこの
逆充電電圧を一定にするためのダイオード１７ａ
が接続されている。

制御用トランジスタ１９は、FET５のゲート
とソースとの間に逆流阻止用ダイオードD₁を介
して接続され、第２のコンデンサ１７の電圧V_C2
によつて制御されている。即ち、第２のコンデン
サ１７が制御用トランジスタ１９のベース・エミ
ツタ間に接続され、第２のコンデンサ１７の電圧
が所定値以上になつた時に制御用トランジスタ１
９がオンになるように構成されている。

定電圧制御回路として、出力端子１２，１３間
に接続された電圧検出用抵抗２０，２１と、この
抵抗２０，２１の分圧点に一方の入力端子が接続
され、他方の入力端子が基準電圧源２２に接続さ
れた誤差増幅器２３と、この誤差増幅器２３の出
力端子に接続された発光ダイオード２４と、この
発光ダイオード２４に光結合されたホトトランジ
スタ２５とが設けられている。ホトトランジスタ
２５は、第１のコンデンサ１５の充電時定数を変
えるための可変インピーダンス素子として設けら
れたものであり、抵抗１６ｂと第１のコンデンサ
１５とに並列に接続されている。

トランス２の残留磁気をフライバツク電圧によ
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２６を介して抵抗２７が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２７に並列にコンデンサ２８が接続されてい
る。

（動作） 一対の電源端子１，４から直流電圧を供給する
と、抵抗１６ａ，１６ｂ、第１のコンデンサ１
５、３次巻線１４からなる回路によつて第１のコ
ンデンサ１５の充電が開始する。第１のコンデン
サ１５は、この容量C₁と抵抗１６ａ，１６ｂの
値及びホトトランジスタ２５のインピーダンスに
よつて決定される充電時定数に従つて充電され、
この両端電圧V_C1は第２図Ｅのt₁〜t₄に示す如く
徐々に高くなる。FET５はスレシホールド電圧
V_TH（立上り電圧）を有しているので、電源投入
に同期して直ちにオンにならず、第１のコンデン
サ１５がスレシホールド電圧V_TH以上に充電され
た時点t₃でオンになる。FET５がオンになると、
第２図Ｃに示す如くFET５のドレイン・ソース
電圧V_DSが低くなり、逆に１次巻線３に電源電圧
が印加されるために、第２図Ｄに示す如く３次巻
線１４に電圧V₃が発生し、この３次巻線１４の
電圧V₃が正帰還電圧となつてFET５のゲートに
印加される。電源端子１の電圧は、３次巻線１４
の電圧V₃よりも高く設定されているので、FET
５がオンのt₃〜t₄期間でも充電され、コンデンサ
電圧V_C1と３次巻線電圧V₃との和の電圧がゲート
電圧V_Gとなる。なお、３次巻線１４に得られる
正方向電圧に基づいてFET５のソース・ゲート
間容量を通る電流が流れる。この結果、３次巻線
１４の正方向電圧は、コンデンサ１５の放電を許
し、しかる後、コンデンサ１５を逆方向の極性に
充電する。FET５がオンになると、第２図Ｂに
示す如くドレイン電流I_Dが流れ、トランスの２次
巻線６にダイオード７をオンにする向きの電圧が
発生し、これが平滑されて出力電圧となる。

FET５がオンに転換し、３次巻線１４に正方
向電圧が発生する時点t₃から第２のコンデンサ１
７の正方向の充電が開始し、この充電電圧V_C2が
第２図Ｆに示す如く徐々に高くなる。そして、コ
ンデンサ電圧V_C2が制御用トランジスタ１９の立
上り電圧以上になると、トランジスタ１９がオン
に転換し、ゲート・ソース間が短絡され、ゲート
電圧V_Gが零になり、FET５がオフに転換する。
トランジスタ１９のオンがストレージタイムによ
り保持されている間に第１のコンデンサ１５の電
荷が、ダイオードD₁、トランジスタ１９、３次
巻線１４の回路で放出され、また、コンデンサ１
７の電荷も放出される。

次に、起動後の動作を説明する。第２図のt₁で
FET５がオフに転換すると、フライバツク電圧
V_Fが発生し、第２図Ｄに示す如く３次巻線電圧
V₃の向きが逆になる。t₁〜t₂で発生する３次巻線
１４の逆方向電圧は、トランジスタ１９、ダイオ
ードD₁で阻止されるが、ソース・ゲート間容量
を通して第１のコンデンサ１５をわずかに充電す
る。第１のコンデンサ１５は抵抗１６ａ，１６ｂ
を通して電源電圧で充電される。コンデンサ電圧
V_C1は起動時と同様に第２図Ｅに示す如く徐々に
高くなるが、ゲート電圧V_Gは、コンデンサ電圧
V_C1と３次巻線電圧V₃との和であるので、第２図
Ａに示す如く変化し、フライバツク電圧V_Fが発
生している期間t₁〜t₂においては、V_C1−V_Fの電
圧がゲート電圧V_Gとなる。t₂でトランス２のリセ
ツトが終了すると、フライバツク電圧V_Fも消滅
するため、コンデンサ電圧V_C1がゲート電圧V_Gと
なる。第１のコンデンサ１５の充電が更に進み、
t₃でFET５のスレシホールド電圧V_THに達する
と、FET５がオンになる。t₃〜t₄のオン期間は、
起動時と同様に抵抗１８の値R₂と第２のコンデ
ンサ１７の値C₂とから成るR₂C₂時定数回路によ
つて決定される。

出力電圧の制御は、ホトトランジスタ２５の抵
抗値制御で行われる。今、出力電圧が一定値より
も低くなつたとすれば、誤差増幅器２３の出力が
低くなり、発光ダイオード２４の光量が少なくな
り、ホトトランジスタ２５の抵抗値が高くなる。
このため、抵抗１６ｂとコンデンサ１５に並列接
続されたホトトランジスタ２５によるバイパス回
路における電流が減少し、逆に第１のコンデンサ
１５の充電電流が増大する。このため、第２図Ｅ
で点線で示す如く第１のコンデンサ１５の電圧
V_C1がFET５のスレシホールド電圧V_THに達する
までの時間が短くなる。この結果、オフ時間T_OFF
がt₁〜t₃よりも短くなる。オン時間T_ONはt₃〜t₄と
同一で出力電圧に無関係に一定であるので、オ
ン・オフ周期が短くなり且つデユテイ比が大きく
なり、出力電圧が上昇し、所定値に戻される。出
力電圧が基準値よりも高い時には、上記と逆の動
作になる。

上述から明らかな如く、この回路はスイツチン
グトランジスタの飽和を利用した自励発振回路で
ないので、軽負荷時にスイツチング周期が短くな
らず、逆に長くなる。このため、軽負荷時のスイ
ツチング回数が少なくなり、スイツチング損失が
少なくなる。また、オン・オフ形式であるにも拘
らず、自励発振が可能である。また回数構成の簡
略化及び小型化ができる。

〔別の実施例〕

次に、第３図及び第４図に示す本発明の別の実
施例を説明する。但し、第１図及び第２図と共通
する部分には、同一の符号を付してその説明を省
略する。この実施例では、逆バイアス用ダイオー
ドD₂のかわりに、第２のコンデンサ１７に並列
に抵抗２９が接続されている。

更に、第１のコンデンサ１５に並列にダイオー
ドD₃を介してトランジスタ３０が接続され、こ
のトランジスタ３０のベースが抵抗３１を介して
３次巻線１４の下端に接続されている。従つて、
第４図のt₁〜t₂期間でフライバツク電圧が発生
し、第４図Ｄに示す如く逆方向電圧が３次巻線１
４に発生すると、このt₁〜t₂期間にトランジスタ
３０がオンになり、第１のコンデンサ１５の電荷
が放出される。このため、第４図Ｅに示す如く、
第１のコンデンサ１５の充電は、トランス２のリ
セツト後のt₂時点から開始される。これにより、
トランス２のリセツト前にゲート電圧V_Gがスレ
シホールド電圧V_THに達することを完全に阻止で
きる。また、トランス２のリセツト終了時にトラ
ンス２の１次巻線３に振動（図示せず）が生じる
が、第１のコンデンサ１５が未充電状態にあるた
め、FET５が誤まつてオンに転換するおそれが
ない。

t₂時点になると、トランジスタ３０がオフにな
るため、この時点から第１のコンデンサ１５の充
電が開始し、t₃時点でFET５がオンになる。

３２は過電流検出用抵抗であり、FET５のソ
ースに直列に接続されている。トランジスタ１９
のエミツタはソースに直接に接続されずに抵抗３
２の左端に接続されている。このため、第２のコ
ンデンサ１７の電圧V_C2と抵抗３２の両端電圧V_O
との和の電圧がトランジスタ１９のベース・エミ
ツタ間に印加される。従つて、過電流が流れる
と、第２のコンデンサ１７の充電電圧V_C2が低い
状態でトランジスタ１９がオンになり、FET５
がオフに転換し、FET５のオン期間t₃〜t₄が短く
なる。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形例が可能なものである。

(a) 第１図及び第３図の回路を第５図に示す回路
に変形してもよい。即ち、第１のコンデンサ１
５を３次巻線１４の下端に接続してもよい。ま
た、逆流阻止用ダイオードD₁をゲートのライ
ンに移してもよい。また、抵抗１６ａに並列に
ホトトランジスタ２５を接続してもよい。ま
た、４次巻線１４ａを設け、ここに抵抗１８と
コンデンサ１７を接続してもよい。

(b) FET５をバイポーラトランジスタに置き換
えることができる。また、ホトトランジスタ２
５の代りにバイポーラトランジスタを接続し、
これを誤差増幅器２３の出力で制御するように
してもよい。また、トランジスタ１９をFET
にすることができる。

(c) 変換用スイツチング素子を、FET又はバイ
ポーラトランジスタを直列又は並列に接続した
複数のスイツチング素子で構成してもよい。

(d) 抵抗１６ａの上端を１次巻線３の下端に接続
してもよい。

(e) 抵抗１６ａ，１６ｂを省き、ここにホトトラ
ンジスタ２５を接続し、このホトトランジスタ
２５を本発明の第１の充電回路としてもよい。

〔発明の効果〕

上記発明によれば、スイツチのオン幅を実質的
に固定、オフ幅可変制御の自励式の直流−直流変
換器を簡単な回路構成で得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる直流−直流変
換器を示すブロツク図、第２図は第１図の各部の
波形図、第３図は別の実施例の直流−直流変換器
を示す回路図、第４図は第３図の各部の波形図、
第５図は変形例の直流−直流変換器を示す回路図
である。 １……電源端子、３……１次巻線、５……
FET、６……２次巻線、１１……整流平滑回路、
１４……３次巻線、１５……第１のコンデンサ、
１６ａ，１６ｂ……抵抗、１７……第２のコンデ
ンサ、１８……抵抗、１９……制御用トランジス
タ、２５……ホトトランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源から供給される電圧をオン・オフす
   るものであり、制御端子の電圧がスレツシホール
   ド電圧に達した時にオンになるように構成されて
   いる変換用スイツチと、 前記変換用スイツチのオン・オフに対応した出
   力電圧を得るための電圧変換用巻線及びこの電圧
   変換用巻線に電磁結合され、前記変換用スイツチ
   をオン駆動するために前記制御端子に接続された
   スイツチ駆動巻線を有するトランスと、 前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整流
   平滑回路と、 充電電圧によつて前記変換用スイツチをオン駆
   動するように前記駆動巻線と直列に接続された第
   １のコンデンサと、 前記第１のコンデンサを充電するための第１の
   充電回路と、 前記変換用スイツチのオフ開始時点を決定する
   ための第２のコンデンサと、 前記変換用スイツチのオン開始に応答して前記
   第２のコンデンサの充電を開始する第２の充電回
   路と、 前記変換用スイツチと前記第１及び第２のコン
   デンサに接続され、前記第２のコンデンサが所定
   値まで充電されたことに応答して前記駆動巻線の
   電圧による前記変換用スイツチのオン駆動を遮断
   して前記変換用スイツチをオフ状態に転換させ、
   かつ前記第１及び第２のコンデンサを放電状態に
   なす制御回路と、 前記第１のコンデンサの充電電流を変えること
   によつて前記第１のコンデンサの電圧が前記スレ
   ツシホールド電圧に達するまでの時間幅を変えて
   前記整流平滑回路の出力電圧を制御する電圧制御
   回路と から成る直流−直流変換器。