JPH0361394B2

JPH0361394B2 -

Info

Publication number: JPH0361394B2
Application number: JP18096085A
Authority: JP
Inventors: Kenji Takato; Toshiro Tojo; Yozo Iketani; Mitsutoshi Ayano; Kyoshi Shibuya
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1985-08-20
Filing date: 1985-08-20
Publication date: 1991-09-19
Also published as: JPS6242662A

Description

【発明の詳細な説明】〔概要〕地気側からＢ線に電流を供給する為の３個のミ
ラー回路と、電池側へＡ線から電流を引き込む為
の３個のミラー回路とにより構成し、差動信号に
対しては高インピーダンスとなり、同相信号に対
しては低インピーダンスとなるように、抵抗及び
コンデンサを接続し、又電池側の第３のミラー回
路に安定化電源を接続して、電源ノイズによる影
響を除去し、且つ大規模集積回路化を可能とした
構成の給電回路である。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、交換機の加入者回路に於ける給電回
路に関するものである。

加入者へ通話電流を供給する機能を有する給電
回路は、トランス等からなる大型の構成の代わり
に、電子回路化により小型化が図られている。最
近は、このような電子回路化された給電回路に対
して、更に、小型化並びに低コスト化が要望され
ている。

〔従来の技術〕

従来の電子回路化された加入者回路として、例
えば、第７図又は第８図に示す構成が知られてい
る。各図に於いて、OP₀，OP₁は演算増幅器、
Q₀，Q₁はトランジスタ、C₀，C₁，C_ABはコンデン
サ、Ra₀，Rb₀，Re₀，Ra₁，Rb₁，Re₁は抵抗、
V_BBは電源電圧、Ａ，Ｂは加入者線である。

第７図に示す給電回路に於ける給電抵抗は、Ｂ
線側では、 Z_B＝（Ra₁＋Ra₁／Ra₁）・Re₁ ……(1) で表され、Ａ線側では、 Z_A＝（Ra₀＋Rb₀／Ra₀）・Re₀ ……(2) で表される。従つて、各抵抗の絶対精度によつて
給電抵抗が決定される。

又演算増幅器OP₀，OP₁の非反転入力端子にコ
ンデンサC₀，C₁が接続されており、使用周波数
帯に於いて、Rb₀≫１／jωC₀、及びRb₁≫１／
jωC₁の条件の場合は、コンデンサC₀，C₁によつ
て交流信号がバイパスされることになるから、演
算増幅器OP₀，OP₁の非反転入力の交流信号はほ
ぼ０と見做すことができる。

演算増幅器OP₀，OP₁の出力端子は、トランジ
スタQ₀，Q₁のベースに接続され、そのトランジ
スタQ₀，Q₁のエミツタは、演算増幅器OP₀，OP₁
の反転入力端子に接続され、又そのエミツタと電
源又は接地との間に抵抗Re₀，Re₁が接続されて
いる。従つて、演算増幅器OP₀，OP₁の非反転入
力端子の電圧をV₊とすると、トランジスタQ₀，
Q₁のエミツタ電流として、V₊／Re₀、V₊／Re₁
の電流が流れる。トランジスタQ₀，Q₁の電流増
幅率h_FEが１に比較して大きい（h_FE≫１）場合
に、演算増幅器OP₀，OP₁の非反転入力が前述の
ように、ほぼ０であれば、トランジスタQ₀，Q₁
には交流電流が流れない。

従つて、この給電回路は、交流信号に対して抵
抗Rb₀，Rb₁が現れ、Rb₀、Rb₁≫１の条件から、
高インピーダンス回路となる。このように、交流
信号に対して高インピーダンス回路となることに
より、通話信号に対して減衰を与えることがな
く、又電源からのノイズV_NBBについては、Ａ、
Ｂ線に終端されるインピーダンスをZ_Lとすると、
｛Z_L／（Z_L＋Rb₀＋Rb₁）｝V_NBBの関係に減衰させ
ることができる。

又第８図に示す給電回路は、コンデンサC_ABが
演算増幅器OP₀，OP₁の非反転入力端子間に接続
されており、直流給電特性については、第７図に
示す給電回路と同様であり、又差動信号（通話信
号）に対しては、コンデンサC_ABに逆位相で印加
されることになるから、演算増幅器OP₀，OP₁の
非反転入力はほぼ０となつて、第７図に示す給電
回路と同様に高インピーダンスとなる。又同相信
号に対しては、コンデンサC_ABの両端に同相電圧
が印加されることになるから、コンデンサC_ABが
接続されていない場合と同様になる。従つて、同
相信号に対しては、給電抵抗Z_A，Z_Bに等しい低
インピーダンス化されることになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第７図に示す従来の給電回路に於いては、給電
抵抗Z_A，Z_Bがそれぞれ独立に高インピーダンス
である為、回線に同相ノイズが重畳された場合に
は減衰されず、トランジスタQ₀，Q₁のコレク
タ・エミツタ電圧V_CEは、その同相ノイズのレベ
ルに従つて一緒に上下することになる。従つて、
ノイズのレベルが大きいことにより、コレクタ・
エミツタ電圧V_CEが飽和すると、通常の差動信号
（通話信号）は、その飽和している間、クリツプ
されて無信号状態となり、伝送特性が著しく劣化
する欠点がある。又給電抵抗Z_A，Z_Bは、各抵抗
の絶対精度による精度となるから、これらの抵抗
を含めて集積回路化することは容易でない欠点が
ある。

又第８図に示す従来の給電回路に於いては、前
述のように、同相ノイズに対して給電抵抗Z_A，
Z_Bに等しい低インピーダンス化される。従つて、
同相ノイズは減衰されることになる。しかし、電
源側から加えられるノイズV_NBBによつて大きく
影響を受ける問題点がある。そのノイズV_NBBは、
Ra₁、Ra₀≫１／jωC_ABとすると、演算増幅器
OP₀，OP₁の非反転入力端子には、それぞれV₊₀
＝（１−ｋ）・V_NBB及びV₊₁＝ｋ・V_NBB（但し、０
＜ｋ＜１）が入力される。

従つて、トランジスタQ₀，Q₁に流れる電流は、
それぞれ、I_Re0＝V₊₀／Re₀、I_Re1＝V₊₁／Re₁とな
る。ここで、Rb₁＝Rb₀≫１とすると、トランジ
スタQ₀，Q₁に流れる電流は、I_Re0＝I_Re1となる。

更に、Re₀＝Re₁とすると、ｋ＝１／２とした
時、添字を省略して示すと、I_Re＝V_NBB／２・Re
となり、Ａ、Ｂ線に終端されるインピーダンスを
Z_Lとすると、電源からのノイズV_NBBにより、
Z_L・V_NBB／２・Reのノイズ電圧が終端に現れる。
従つて、ノイズの抑圧効果を持たない給電回路と
なる。

このようなノイズについての対策も提案されて
いるが、外付けの回路素子を必要とするものであ
るから、大規模集積回路化することは困難である
欠点がある。

本発明は、前述の従来の欠点を改善し、大規模
集積回路LSI化に適する給電回路を提供すること
を目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の給電回路は、第１図を参照して説明す
ると、地気側よりＢ線に電流を供給する為及び電
池（V_BB＝−48V）側へＡ線より電流を引き込む
為の地気側及び電池側の第１乃至第３のミラー回
路Ｂ０〜Ｂ２、Ａ０〜Ａ２と、Ｂ線と地気との間
及びＡ線と電池との間の電圧V_B，V_Aを電流に変
換する為の抵抗Rb₁，Rb₀と、第３のミラー回路
Ｂ２，Ａ２の入力端子間に接続した１対の抵抗
Rc₁，Rc₀とコンデンサC_ABとから構成され、地気
側の第１のミラー回路Ｂ０の出力端子をＢ線に接
続し、入力端子を電池側の第３のミラー回路Ａ２
の出力端子に接続し、電池側の第１のミラー回路
Ａ０の出力端子をＡ線に接続し、入力端子を地気
側の第３のミラー回路Ｂ２の出力端子に接続し、
抵抗Rb₁，Rb₀を入力端子にそれぞれ接続した第
２のミラー回路Ｂ１，Ａ１の出力端子と、第３の
ミラー回路Ｂ２，Ａ２の入力端子とを、１対の抵
抗Rc₁，Rc₀を介して交差接続し、電池側の第３
のミラー回路Ａ２に安定化電源（電圧V_Z）を接
続したものである。

又第１のミラー回路Ｂ０，Ａ０は、トランジス
タQ₁，Q₀、演算増幅器OP₁，OP₀、抵抗Ra₁，
Ra₀から構成され、トランジスタQ₁，Q₀を介して
Ｂ線、Ａ線に給電される。

〔作用〕

抵抗Rb₁，Rb₀によつてＢ線及びＡ線の電圧が
電流に変換され、第２のミラー回路Ｂ１，Ａ１の
出力端子に電流が流れる。それに対応して第３の
ミラー回路Ｂ２，Ａ２の出力端子に電流が流れ
て、第１のミラー回路Ｂ０，Ａ０から電流が供給
される。その時、コンデンサC_ABによつて差動信
号（通話信号）はバイパスされるから、第３のミ
ラー回路Ｂ２，Ａ２には入力されないことにな
り、差動信号に対して第１のミラー回路Ｂ０，Ａ
０は無関係に電流を供給するので、差動信号に対
して高インピーダンスを示すものとなる。

又同相信号（誘導ノイズ）に対しては、コンデ
ンサC_ABが接続されていない回路と同様に動作す
るもので、第３のミラー回路Ｂ２，Ａ２には、同
相信号による交流成分が流れ、それによつて第１
のミラー回路Ｂ０，Ａ０にも交流成分が流れるの
で、同相信号に対して低インピーダンスを示すも
のとなる。

又第３のミラー回路Ａ２の共通端子に、安定化
電源を接続したことにより、電源ノイズを減衰さ
せることができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳
細に説明する。

第１図は本発明の実施例のブロツク図であり、
地気側よりＢ線に電流を供給する為の第１乃至第
３のミラー回路Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２と、電池側へＡ
線より電流を引き込む為の第１乃至第３のミラー
回路Ａ０，Ａ１，Ａ２と、抵抗Rb₁，Rb₀，Rc₁，
Rc₀と、コンデンサC_ABとから構成され、電池電
圧V_BBは例えば−48Vである。又電池側の第３の
ミラー回路の共通端子に、安定化電源の電圧V_Z
が加えられている。

地気側及び電池側のミラー回路Ｂ０，Ａ０は、
第７図及び第８図に示す従来例と同様に演算増幅
器OP₁，OP₀、トランジスタQ₁，Q₀、抵抗Ra₁，
Ra₀，Re₁，Re₀により構成され、演算増幅器
OP₁，OP₀の非反転入力端子を入力端子、トラン
ジスタQ₁，Q₀のコレクタを出力端子とすること
により、通常のミラー回路と等価となる。なお、
この回路は、入力対出力の電流ゲインは、Ra₁／
Re₁、Ra₀／Re₀となる。

又地気側の第１のミラー回路Ｂ０の出力端子を
Ｂ線に接続し、その入力端子を電池側の第３のミ
ラー回路Ａ２の出力端子に接続し、電池側の第１
のミラー回路Ａ０の出力端子をＡ線に接続し、そ
の入力端子を地気側の第３のミラー回路Ｂ２の出
力端子に接続し、地気側の第２のミラー回路Ｂ１
の入力端子とＢ線との間に抵抗Rb₁を接続し、そ
の出力端子を抵抗Rc₀を介して電池側の第３のミ
ラー回路Ａ２の入力端子に接続し、電池側の第２
のミラー回路Ａ１の入力端子とＡ線との間に抵抗
Rb₀を接続し、その出力端子を抵抗Rc₁を介して
地気側の第３のミラー回路Ｂ２の入力端子に接続
し、地気側の第３のミラー回路Ｂ２の入力端子
と、電池側の第３のミラー回路Ａ２の入力端子と
の間に、抵抗Rc₁，Rc₀とコンデンサC_ABの直列回
路を接続する。

ミラー回路は、第２図ａに示すように、入力端
子INと出力端子OUTと共通端子Ｃとを有し、同
図のｂ又はｃに示す構成を有するものである。ｂ
の回路は、入力端子INに接続されたトランジス
タQaと、出力端子OUTに接続されたトランジス
タQbとのベースが共通に入力端子INに接続さ
れ、トランジスタQa，Qbのエミツタは、抵抗
R₁，R₂を介して共通端子Ｃに接続されている。
又ｃの回路は、ｂに示す回路に対して、トランジ
スタQa，Qbのベース電流を補償する為のトラン
ジスタQcを接続し、更に、トランジスタQa，Qb
の電流増幅率h_FEの不足を補償すると共に、トラ
ンジスタQbのアーリー効果による変動を抑える
為のトランジスタQdを接続したものである。第
１図に於ける地気側及び電池側の第２及び第３の
ミラー回路Ｂ１，Ｂ２，Ａ１，Ａ２は、第２図の
ｂ又はｃに示す回路を用いることができるもので
あり、以下電流比が１の場合について説明する。

Ｂ線の電圧V_Bは、抵抗Rb₁により地気側の第２
のミラー回路Ｂ１に、V_B／Rb₁の電流を流すこと
になり、この第２のミラー回路Ｂ１の内部抵抗値
を抵抗Rb₁に含め、内部のトランジスタのコレク
タ・エミツタ間電圧を無視すると、入力端子に流
れる電流I_Rb1＝V_B／Rb₁は、電流比が１であるか
ら、出力端子にも同一の電流が流れることにな
り、抵抗Rc₀を介して電池側の第３のミラー回路
Ａ２の入力端子に流れる。この第３のミラー回路
Ａ２も電流比が１であるから、その出力端子から
地気側の第１のミラー回路Ｂ０の抵抗Ra₁にその
電流が流れることになる。従つて、Ｂ線側の給電
抵抗Z_B＝Rb₁・Re₁／Ra₁となる。又Ａ線側の給
電抵抗Z_Aも同様にして、Z_A＝Rb₀・Re₀／Ra₀と
なる。

電圧va，vbの差動信号（通話信号）が、Ａ線、
Ｂ線に加えられると、抵抗Rb₁，Rb₀には、それ
ぞれ、i_Rb1＝vb／Rb₁及びi_Rb0＝vb／Rb₀の電流が
流れる。この交流電流は前述の直流電流と同様に
抵抗Rc₀，Rc₁に流れる。ミラー回路の入力端子
は、一種のダイオードと考えられるので、第３の
ミラー回路Ｂ２，Ａ２の入力インピーダンスZ₃
を、Z₃≪Rc₁、Rc₀とすると、コンデンサC_ABを接
続しない回路では、i_Rb1×Rc₀、i_Rb0×Rc₁の交流
電圧が抵抗Rc₀，Rc₁両端に生じる。

抵抗Rc₀，Rc₁間にコンデンサC_ABを接続してい
ると共に、抵抗Rc₀，Rc₁両端に生じる交流電圧
は逆位相となるから、コンデンサC_ABに交流電流
が流れることになる。従つて、コンデンサC_ABと
抵抗Rc₁，Rc₀とによつて、一種の高域阻止フイ
ルタが構成されたことになり、第３のミラー回路
Ｂ２，Ａ２の入力端子に流れる交流電流はほぼ零
となる。その為、第２のミラー回路Ｂ１，Ａ１に
交流成分が入力されないので、第１のミラー回路
Ｂ０，Ａ０にも交流成分が入力されないことにな
り、第８図に示す従来例と同様に、差動信号に対
して高インピーダンスとなる。

又同相信号に対しては、コンデンサC_ABの両端
には、同相の交流電圧が印加されるので、コンデ
ンサC_ABが接続されていない場合と等価となるか
ら、第３のミラー回路Ｂ２，Ａ２の入力端子には
交流電流が流れ、従つて、第１のミラー回路Ｂ
０，Ａ０にも交流成分が流れるから、同相信号に
対するインピーダンスは、給電インピーダンス
Z_B，Z_Aとなる。

又電池側の第３のミラー回路Ａ２の共通端子に
印加する電圧V_Zは、電圧V_BBと同程度の値である
が、安定化されているものである。例えば、第３
図に一例を示す安定化電源から供給されるもので
ある。同図に於いて、Q₂，Q₃，Q₄はトランジス
タ、D₀はダイオード、R₃，R₄は抵抗、Dnは複数
個縦続接続されたツエナーダイオードであり、変
形ミラー回路を構成している。抵抗R₃、トラン
ジスタQ₃、ダイオードD₀に電源電圧V_BBによつて
流れる電流に対応して、ツエナーダイオードDn、
トランジスタQ₂、抵抗R₄に電流が流れ、複数個
縦続接続されたツエナーダイオードDnによる定
電圧がトランジスタQ₄のベースに印加され、こ
のトランジスタQ₄から安定化された電圧V_Zが電
池側の第３のミラー回路Ａ２の共通端子に供給さ
れる。

電源電圧V_BBにノイズが重畳すると、そのノイ
ズV_NBBによつて抵抗Rb₀に電流I_N＝V_NBB／Rb₀が
流れ、第２のミラー回路Ａ１の出力端子にこのノ
イズ電流I_Nが流れる。このノイズ電流I_Nは抵抗
Rc₁を流れるが、前述のように、Rc₁＝Rc₀≫
（１／jωC_AB）の関係があるから、このノイズ電
流I_Nは、第３のミラー回路Ｂ２，Ａ２にそれぞれ
同じ１／２・I_Nの電流が流れることになる。この
電流が最終的には第１のミラー回路Ｂ０，Ａ０の
入力端子に流れて、トランジスタQ₁，Q₀には、
I_BN＝１／２・I_N・Ra₁／Re₁、I_AN＝１／２・I_N・
Ra₀／Re₀のノイズ電流が流れる。このノイズ電
流は、同相電圧をＡ線、Ｂ線に発生させるのみ
で、差動ノイズとはならない。従つて、通話信号
に影響を与えないことになる。

又抵抗Rb₀を介してＡ線に流れるノイズ電流が
主なノイズ源となるが、その値は、Ａ、Ｂ線に終
端されるインピーダンスをZ_Lとすると、抵抗
Rb₀，Rb₁とにより、Z_L／（Rb₀＋Z_L＋Rb₁）の値
に比例して減衰され、充分に小さい値となる。

又抵抗Rb₁，Rb₀として、例えば、第４図に示
す電流制限回路を用いることもできる。同図に於
いて、r_c，r_eは抵抗、Q₅，Q₆はトランジスタであ
り、抵抗r_cを介してベース電流が供給されるトラ
ンジスタQ₅はオン状態で、このトランジスタQ₅
のオン抵抗と抵抗r_eとが電流制限回路の抵抗とし
て現れる。そして、この回路の両端に印加される
電圧が上昇すると、抵抗r_eの両端の電圧Vr_eが増
加し、それによつてトランジスタQ₆のベース電
位が上昇して、トランジスタQ₆の動作が開始さ
れる。従つて、トランジスタQ₅のコレクタに流
れる電流I_Cは、トランジスタQ₆のベース・エミツ
タ間電圧をV_BE6とすると、I_C＝V_BE6／r_eで表され
る値に制限される。第５図はこの電流制限回路の
特性説明図であり、電圧Ｖの上昇に対して電流Ｉ
の上昇が制限される。従つて、線路抵抗が小さい
場合に、給電電流を制限することが可能となる。

前述の第１図に示す回路構成は、Ａ線側とＢ線
側とは対称形であるから、Ｂ線側の動作及び特性
を主として補足説明する。

Ｂ線に電圧V_Bが印加されると、抵抗Rb₁を通し
てミラー回路Ｂ１にV_B／Rb₁の電流が入力する。
ここで単純化の為に、ミラー回路Ｂ１の入力抵抗
は０とする。なお、実際のミラー回路Ｂ１の入力
抵抗は０ではないが、これは回路的に抵抗Rb₁と
直列となるから、この抵抗Rb₁の一部に含めて考
えることもできる。又ミラー回路の出力抵抗は非
常に大きく、単純化の為に無限大とすることがで
きる。

ミラー回路Ｂ１に入力した電流は、ミラー回路
のミラー比を１としているから、抵抗Rc₀を通し
て入力電流と同一の出力電流がミラー回路Ａ２に
入力する。このミラー回路Ａ２に於いても同様に
入力電流と同一の出力電流がミラー回路Ｂ０に入
力する。従つて、抵抗Rb₁に流れる電流を前述の
ようにI_Rb1、ミラー回路Ｂ０の入力電流をI_B0i、そ
の出力電流をI_B00、ミラー回路Ｂ１のミラー比を
β1、ミラー回路Ａ２のミラー比をα2とすると、 I_Rb1＝V_B／Rb₁ I_B0i＝I_Rb1×β1×α2＝I_Rb1 （但し、β1＝１、α2＝１） I_B00＝I_B0i×Ra₁／Re₁ ＝I_Rb1×Ra₁／Re₁ ＝（V_B／Rb₁）×Ra₁／Re₁ ＝V_B×Ra₁／（Rb₁×Re₁）ここで、Ｂ線側の給電回路の抵抗Z_Bは、印加電
圧と電流の関係で得られるので、 Z_B＝V_B／（I_B00＋I_Rb1）となり、I_B00≫I_Rb1とすると、 Z_B≒V_B／I_B00 ＝V_B／［V_B×Ra₁／（Rb₁×Re₁）］＝Rb₁×Re₁／Ra₁ となる。同様に、Ａ線側の給電回路の抵抗Z_Aも
求まるもので、 Z_A≒V_A／I_A00 ＝V_A／［V_A×Ra₀／（Rb₀×Re₀）］＝Rb₀×Re₀／Ra₀ となる。

又給電回路に於ける音声信号等の交流信号は直
流に重畳した形で印加されるもので、この交流信
号に対してミラー回路は前述の直流と同じミラー
比で動作する。例えば、Ｂ線にvbの交流電圧が
印加された場合、電流vb／Rb₁がミラー回路Ｂ１
に入力し、ミラー比１で出力する。同様に、Ａ線
にvaの交流電圧が印加された場合は、電流va／
Rb₀がミラー回路Ａ１に入力し、ミラー比１で出
力する。

前述の交流電圧va，vbが同相の場合、抵抗
Rc₀，Rc₁に流れる電流は値が同じで、その一方
は直流電流を増加させる方向で、他方は減少させ
る方向となる。そこで、コンデンサC_ABが無いと
仮定すると、コンデンサC_ABの接続点には、それ
ぞれvb×Rc₀／Rb₁、va×Rc₁／Rb₀の電圧が発生
し、これらは同じ位相となる。従つて、コンデン
サC_ABの両端には交流的な電位差が無いことにな
る。このように交流的な電位差が無いことから、
コンデンサC_ABを接続してもそれに電流が流れな
いことになり、コンデンサC_ABが無い構成と同じ
くなり、直流の回路と等価となる。即ち、Ｂ線側
とＡ線側との交流的インピーダンスzb，zaは、 zb≒Rb₁×Re₁／Ra₁ za≒Rb₀×Re₀／Ra₀ となる。

又交流電圧va，vbが差動（逆相）の場合、コ
ンデンサC_ABが無いと仮定すると、そのコンデン
サC_ABの接続点には、それぞれvb×Rc₀／Rb₁、
va×Rc₁／Rb₀の電圧が差動で生じる。ここで、
コンデンサC_ABの容量が充分に大きく、その交流
インピーダンスZ_cを、Z_c＝１／2πfC_AB≪Rc₀，
Rc₁とすると、ミラー回路Ｂ１，Ａ１を出力した
交流電流は殆ど総てがコンデンサC_ABを通ること
になる。

従つて、抵抗Rc₀，Rc₁を通つてミラー回路Ａ
２，Ｂ２に入力されることはなくなる。即ち、コ
ンデンサC_ABは一種の交流除去フイルタとして動
作する。又ミラー回路Ａ２，Ｂ２に交流が入力し
ないことから、ミラー回路Ａ０，Ｂ０にも交流電
流が入力しないので、このミラー回路Ａ０，Ｂ０
から交流が出力されない。このことは、差動電圧
が印加されても、その電流が流れないことを示
し、差動信号に対するインピーダンスzb，zaは、 zb＝V_B／（I_B00＋I_Rb1）＝V_B／（０＋V_B／Rb₁）＝Rb₁≫１ za＝V_A／（I_A00＋I_Rb0）＝V_A／（０＋V_A／Rb₀）＝Rb₀≫１となる。即ち、非常に高いインピーダンスとな
る。

又安定化電源の電圧V_Zには電源ノイズは含ま
れていないもので、電源ノイズは電圧V_BBに含ま
れる。この電源ノイズをＢ線とＡ線に差動信号と
して出力させない機能が要望される。なお、ノイ
ズが同相の場合には、加入者にはノイズとして聞
こえないので問題はない。なお、ミラー回路Ａ
０，Ａ１に電源電圧V_BBが印加されているとして
も、ここからノイズが混入する訳ではない。

例えば、Ａ線と電圧V_BBの電源との間にノイズ
V_NBBがあると、抵抗Rb₀によりミラー回路Ａ１に
V_NBB／Rb₀のノイズ電流I_Nが入力する。ミラー回
路Ａ１は電源の電圧V_BBに含まれるノイズに直接
影響を受けないが、入力電流にノイズが含まれる
とそれに比例した電流を出力することになり、そ
のノイズ電流I_Nは抵抗Rc₁を通してミラー回路Ｂ
２に入力しようとする。

しかし、コンデンサC_ABの交流インピーダンス
が抵抗Rc₀，Rc₁に比較して小さいから、ノイズ
電流I_Nは抵抗Rc₀，Rc₁に分流してミラー回路Ａ
２，Ｂ２に入力する。その時、コンデンサC_ABの
両端の電圧は同相となるから、ノイズ電流I_Nによ
るＢ線、Ａ線に生じるノイズV_NBBによる電圧は
同じ位相となり、前述のように加入者にとつては
問題とならないことになる。

なお、安定化電源の電圧V_Zにノイズが含まれ
ている場合は、ノイズ電流がコンデンサC_ABを通
して流れることになり、従つて、コンデンサC_AB
の両端の電圧は差動となり、Ｂ線、Ａ線に生じる
ノイズによる電圧は差動となるから問題となる。
即ち、安定化電源は極力ノイズを含まない構成と
する必要がある。

又抵抗Rb₀，Rb₁を第４図に示すような電流制
限回路に置き替えた場合、この電流制限回路は、
或る電圧以上が印加された時に抵抗値を増加させ
る機能を有するものであるから、或る電圧以上と
なると、給電回路の抵抗Z_B，Z_Aが大きくなるこ
とと等価となる。即ち、前述のように、 Z_B≒Rb₁×Re₁／Ra₁ Z_A≒Rb₀×Re₀／Ra₀ と表されるから、抵抗Rb₀，Rb₁が大きくなるこ
とは、抵抗Z_A，Z_Bが大きくなることを示す。こ
のような特性を加入者回路としてみると、線路抵
抗が小さい場合（加入者が近距離の場合）は、線
路抵抗による電圧降下が小さく、従つて、第１図
に於ける電圧V_A，V_Bが大きくなる状態であり、
この状態に於いて抵抗Rb₀，Rb₁が大きくなるこ
とにより、給電抵抗が大きくなり、それにより給
電電流の増大を抑制することができる。

第６図は本発明の実施例のブロツク図であり、
電話機TEL、終端インピーダンスＺ、２線−４
線変換を行うハイブリツド回路Ｈを付加した場合
を示し、第２のミラー回路Ｂ１，Ａ１の出力端子
と、Ａ線、Ｂ線がハイブリツド回路Ｈに接続され
ている。なお、他の第１図と同一符号は同一部分
を示すものである。

同相インピーダンスについて、Ａ線、Ｂ線側の
給電回路部間のばらつきを、対地不平衡減衰量と
称するもので、重要な特性の一つであるが、コン
デンサC_ABが給電電流を形成する為のフイードバ
ツクループの後段である第２のミラー回路Ｂ１，
Ａ１の出力端子間に接続されていることにより、
そのコンデンサC_AB以前に接続されている回路素
子間のばらつき、抵抗Rb₁，Rb₀、第２のミラー
回路Ｂ１，Ａ１の精度による影響を打ち消すこと
ができる。

又対地不平衡は、コンデンサC_ABの接続点以降
に接続されている抵抗Rc₁，Rc₀の相対比、第３
のミラー回路Ｂ２，Ａ２、第１のミラー回路Ｂ
０，Ａ０の相対比のみで決まり、ミラー回路は、
相対精度を良くすることは容易であり、又抵抗
Rc₁，Rc₀についても集積回路化する場合に相対
精度を良くすることは容易であるから、対地不平
衡を小さくすることが可能となる。

又給電回路は、差動信号（通常の通話信号）に
対して高いインピーダンスを持つことを特徴とす
るから、加入者回路としては、交流の終端インピ
ーダンスＺがＢ線とＡ線との間に接続されてい
る。即ち、電話機から送出された音声信号は、こ
の終端インピーダンスＺの両端に電圧を生じさせ
ることになる。この音声信号は直接ハイブリツド
回路Ｈに入力し、４線回線に送出される。

又４線回線からの信号は、ハイブリツド回路Ｈ
により４線２線変換されてミラー回路Ｂ０，Ａ０
に入力される。このハイブリツド回路Ｈの出力端
子に、ミラー回路Ｂ２，Ａ２の出力端子も接続さ
れているが、その出力インピーダンスは前述のよ
うに非常に大きいので、省略して考えることがで
きる。又ハイブリツド回路Ｈの出力インピーダン
スも大きいものである。

４線回線からの信号は、ミラー回路Ｂ０，Ａ０
に於いて、それぞれRa₁／Re₁倍、Ra₀／Re₀倍さ
れて出力される。この出力電流値は通常は同じ値
であり、Ｂ線−Ａ線間に発生する電圧は、加入者
線抵抗をRL、ハイブリツド回路Ｈの出力電流を
I_Nとすると、 V_B−V_A＝〔（Ｚ×RL）／（Ｚ＋RL）〕 ×Ra₁／Re₁×I_N となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、地気側の第１
乃至第３のミラー回路Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２と、電池
側の第１乃至第３のミラー回路Ａ０，Ａ１，Ａ２
と、抵抗Rb₁，Rb₀，Rc₁，Rc₀と、コンデンサ
C_ABとによつて構成したものであり、抵抗やミラ
ー回路の相対精度によつて、所望の給電抵抗Z_B，
Z_Aを得ることができると共に、差動信号（通話
信号）に対しては高インピーダンス、同相信号
（ノイズ信号）に対しては低インピーダンスとす
ることができる。更に、電源ノイズに対しては、
第３のミラー回路Ａ２の共通端子に安定化電源を
接続することにより、抑圧することができる。そ
して、各部の相対精度によつて所望の給電特性を
得ることができるものであり、LSI化する場合
に、抵抗値等の絶対精度を得ることは容易でない
が、相対精度を得ることは容易であるから、本発
明の給電回路はLSI化することが容易である利点
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロツク図、第２図
ａ〜ｃはミラー回路、第３図は安定化電源、第４
図は電流制限回路、第５図は電流制限特性説明
図、第６図は本発明の実施例のブロツク図、第７
図及び第８図は従来例の給電回路である。Ｂ０〜Ｂ２，Ａ０〜Ａ２は第１乃至第３のミラ
ー回路、Ra₁，Ra₀〜Re₁，Re₀は抵抗、C_ABはコ
ンデンサ、OP₁，OP₀は演算増幅器、V_BBは電源
電圧、V_Zは安定化電源電圧である。

Claims

【特許請求の範囲】１交換機の加入者回路に於ける通話の為の直流
電流を供給し且つ音声信号を通過させる為の給電
回路に於いて、地気よりＢ線に電流を供給する為の地気側の第
１乃至第３のミラー回路Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２と、電池へＡ線より電流を引き込む為の電池側の第
１乃至第３のミラー回路Ａ０，Ａ１，Ａ２と、前記Ｂ線と前記地気との間の電圧及び前記Ａ線
と前記電池との間の電圧を電流に変換する為の抵
抗Rb₁，Rb₀と、前記地気側及び前記電池側の前記第３のミラー
回路Ｂ２，Ａ２の入力端子間に接続された１対の
抵抗Rc₁，Rc₀とコンデンサC_ABとを備え、前記Ｂ線の出力端子を接続した前記地気側の前
記第１のミラー回路Ｂ０の入力端子を、前記電池
側の前記第３のミラー回路Ａ２の出力端子と接続
し、前記Ａ線に出力端子を接続した前記電池側の
前記第１のミラー回路Ａ０の入力端子を、前記地
気側の前記第３のミラー回路Ｂ２の出力端子と接
続し、前記電圧を電流に変換する為の抵抗Rb₁，
Rb₀を入力端子にそれぞれ接続した前記地気側及
び前記電池側の前記第２のミラー回路Ｂ１，Ａ１
の出力端子を、それぞれ前記地気側及び前記電池
側の前記第３のミラー回路Ｂ２，Ａ２の入力端子
に、前記１対の抵抗Rc₁，Rc₀を介して交差接続
し、前記電池側の前記第３のミラー回路Ａ２の共通
端子に安定化電源を接続したことを特徴とする給電回路。