JPH0362060B2 - - Google Patents
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- JPH0362060B2 JPH0362060B2 JP15638282A JP15638282A JPH0362060B2 JP H0362060 B2 JPH0362060 B2 JP H0362060B2 JP 15638282 A JP15638282 A JP 15638282A JP 15638282 A JP15638282 A JP 15638282A JP H0362060 B2 JPH0362060 B2 JP H0362060B2
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- Japan
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- signal
- circuit
- input terminal
- stereo
- output
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/54—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving generating subcarriers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、サブキヤリアの低次高調波成分に
対する復調感度を大幅に低減させるとともに、セ
パレーシヨンを改善することができるようにした
FMステレオ復調回路に関する。
対する復調感度を大幅に低減させるとともに、セ
パレーシヨンを改善することができるようにした
FMステレオ復調回路に関する。
周知の如く、FMステレオ復調回路においては
コンポジツト信号と、サブキヤリア（38KHz）周
波数を保持する正弦波信号とのアナログ乗算が原
理的には望ましい。しかしながら、実際にはアナ
ログ乗算回路として、その線形性等について理想
的なものが得難く、そこで従来は第２図に示すよ
うな矩形波によるスイツチング方式が簡易的に用
いられている。
コンポジツト信号と、サブキヤリア（38KHz）周
波数を保持する正弦波信号とのアナログ乗算が原
理的には望ましい。しかしながら、実際にはアナ
ログ乗算回路として、その線形性等について理想
的なものが得難く、そこで従来は第２図に示すよ
うな矩形波によるスイツチング方式が簡易的に用
いられている。
第１図において、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）は
２系統に分岐されて２個の乗算素子TR1，TR2に
与えられるとともに、これらの素子TR1，TR2を
発振回路OSC（通常はPLL出力であり、パイロツ
ト信号に同期している。）から出力される38KHz
のスイツチング信号ｓ（ｔ）により交互に対称的
に動作させて、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）とスイ
ツチング信号ｓ（ｔ）との乗算を行ない、この乗
算結果を更にローパスフイルタF1，F2を介して
オーデイオ信号Ｌ，Ｒを取り出すようにしてい
る。
２系統に分岐されて２個の乗算素子TR1，TR2に
与えられるとともに、これらの素子TR1，TR2を
発振回路OSC（通常はPLL出力であり、パイロツ
ト信号に同期している。）から出力される38KHz
のスイツチング信号ｓ（ｔ）により交互に対称的
に動作させて、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）とスイ
ツチング信号ｓ（ｔ）との乗算を行ない、この乗
算結果を更にローパスフイルタF1，F2を介して
オーデイオ信号Ｌ，Ｒを取り出すようにしてい
る。
ここで、通常スイツチング信号ｓ（ｔ）として
は、第２図に示すごとき、デユーテイ比50％の矩
形波が使用されている。この場合の復調出力Ｃ
（ｔ）・ｓ（ｔ）を(1)式で示す。
は、第２図に示すごとき、デユーテイ比50％の矩
形波が使用されている。この場合の復調出力Ｃ
（ｔ）・ｓ（ｔ）を(1)式で示す。
Ｃ（ｔ）・ｓ（ｔ）＝Ｃ（ｔ）×｛（１／２
）±（２／π）cosωt±（２／3π） cos3ωt……±（２／5π）cos5ωt±……
｝……(1) (1)式からも明らかなように、コンポジツト信号
Ｃ（ｔ）として、3ω、5ω等の周波数成分を含む
場合、これらの周波数成分自体に対しても復調感
度を有することになる。すなわちスイツチング信
号ｓ（ｔ）として、デユーテイ比が50％の矩形波
を使用すると、例えば114KHz、（38KHz×３）、
190KHz（38KHz×５）のごとき入力信号に対し
ても、第３図に示す如く大なる復調感度を有する
ことになり、FM検波出力中に3ω、5ω（但し、ω
＝38KHz）等の周波数成分が含まれていた場合に
は、Ｓ／Ｎ比の悪化やビート妨害等の影響となつ
て現れる。
）±（２／π）cosωt±（２／3π） cos3ωt……±（２／5π）cos5ωt±……
｝……(1) (1)式からも明らかなように、コンポジツト信号
Ｃ（ｔ）として、3ω、5ω等の周波数成分を含む
場合、これらの周波数成分自体に対しても復調感
度を有することになる。すなわちスイツチング信
号ｓ（ｔ）として、デユーテイ比が50％の矩形波
を使用すると、例えば114KHz、（38KHz×３）、
190KHz（38KHz×５）のごとき入力信号に対し
ても、第３図に示す如く大なる復調感度を有する
ことになり、FM検波出力中に3ω、5ω（但し、ω
＝38KHz）等の周波数成分が含まれていた場合に
は、Ｓ／Ｎ比の悪化やビート妨害等の影響となつ
て現れる。
そこで、予めこれらの帯域をフイルタで減衰さ
せる方法も行われているが、この方法によるとサ
ブキヤリアの領域である53KHz間での平坦度（振
幅、位相共に）が低下してしまい、復調後のステ
レオセパレーシヨンの対周波数特性が低下すると
いう問題があつた。
せる方法も行われているが、この方法によるとサ
ブキヤリアの領域である53KHz間での平坦度（振
幅、位相共に）が低下してしまい、復調後のステ
レオセパレーシヨンの対周波数特性が低下すると
いう問題があつた。
そこで、本出願人は先に特願昭55−167744号に
おいて、コンポジツト信号に掛合されるべき被乗
数信号を、抵抗ラダー回路とアナログマルチプレ
クサとの組合せによつて形成された階段状疑似正
弦波としたステレオ復調回路を提案している。
おいて、コンポジツト信号に掛合されるべき被乗
数信号を、抵抗ラダー回路とアナログマルチプレ
クサとの組合せによつて形成された階段状疑似正
弦波としたステレオ復調回路を提案している。
第４図は、このようなFMステレオ復調回路の
一例を示すものである。同図において、１はフエ
イズデイテクタ（以下、これをPDという）、２は
バツフアアンプ、３は電圧制御形発振器（以下、
これをVCOという）、４はBCD・Ｕ／Ｄカウン
タ、５はBCD・DECデコーダ、６はRSフリツプ
フロツプ、７，８および９はNAND回路、１０，
１１および１２はＤ型フリツプフロツプ、１３は
抵抗R1〜R7からなる直列式抵抗ラダー、SW1〜
SW8，SW1′〜SW8′はアナログスイツチである。
一例を示すものである。同図において、１はフエ
イズデイテクタ（以下、これをPDという）、２は
バツフアアンプ、３は電圧制御形発振器（以下、
これをVCOという）、４はBCD・Ｕ／Ｄカウン
タ、５はBCD・DECデコーダ、６はRSフリツプ
フロツプ、７，８および９はNAND回路、１０，
１１および１２はＤ型フリツプフロツプ、１３は
抵抗R1〜R7からなる直列式抵抗ラダー、SW1〜
SW8，SW1′〜SW8′はアナログスイツチである。
以上の構成によれば、VCO３からは第５図に
示す如く532KHzのクロツク信号が出力され、ま
たデコーダ５からは第５図に示す如くスイツチン
グパルスが供給される。そしてデコーダ５の出力
端子Q0〜Q7より出力されるスイツチングパルス
は、抵抗ラダー１３における各分圧出力の中で、
互いに上下対称な位置にある分圧出力にそれぞれ
接続されたアナログスイツチ、すなわちSW1と
SW1′，SW2とSW2′，SW3とSW3′に対して同時に
供給される。
示す如く532KHzのクロツク信号が出力され、ま
たデコーダ５からは第５図に示す如くスイツチン
グパルスが供給される。そしてデコーダ５の出力
端子Q0〜Q7より出力されるスイツチングパルス
は、抵抗ラダー１３における各分圧出力の中で、
互いに上下対称な位置にある分圧出力にそれぞれ
接続されたアナログスイツチ、すなわちSW1と
SW1′，SW2とSW2′，SW3とSW3′に対して同時に
供給される。
この結果、抵抗ラダー１３の両端に仮に一定の
電圧を印加して、出力端子OUTLおよびOUTR
に被乗数信号を出力させたものと仮定すれば、第
５図に示す如く、出力端子OUTLには被乗数信
号として階段波SL（ｔ）が、また右側出力端子
OUTRには、被乗数信号としてSR（ｔ）が出力
される。
電圧を印加して、出力端子OUTLおよびOUTR
に被乗数信号を出力させたものと仮定すれば、第
５図に示す如く、出力端子OUTLには被乗数信
号として階段波SL（ｔ）が、また右側出力端子
OUTRには、被乗数信号としてSR（ｔ）が出力
される。
図からも明らかなように、これらの被乗数信号
はそれぞれ38KHzの周波数を有し、かつ互いに
180度の位相差を有する。またこれらの被乗数信
号SL（ｔ），SR（ｔ）の波形は、抵抗ラダー１３
を構成する各抵抗R1〜R7の値を適当に定めるこ
とにより、任意の波形に設定することができる。
はそれぞれ38KHzの周波数を有し、かつ互いに
180度の位相差を有する。またこれらの被乗数信
号SL（ｔ），SR（ｔ）の波形は、抵抗ラダー１３
を構成する各抵抗R1〜R7の値を適当に定めるこ
とにより、任意の波形に設定することができる。
第６図は、各抵抗値R1〜R7の値を以下の如く
設定して、被乗数信号SL（ｔ），SR（ｔ）波形を
それぞれ正弦波状にした場合である。
設定して、被乗数信号SL（ｔ），SR（ｔ）波形を
それぞれ正弦波状にした場合である。
R1＝R7＝1KΩ
R2＝R6＝2KΩ
R3＝R5＝3KΩ
R4＝4KΩ
第７図は、被乗数信号として第６図に示すごと
き、疑似正弦波を使用した場合における復調出力
（感度）の各周波数成分を示すグラフである。第
７図から明らかなように、ω＝38KHzとすると、
基本波のωの成分に対して、３次高調波3ωの成
分は、40dBも減衰させることができるのである。
き、疑似正弦波を使用した場合における復調出力
（感度）の各周波数成分を示すグラフである。第
７図から明らかなように、ω＝38KHzとすると、
基本波のωの成分に対して、３次高調波3ωの成
分は、40dBも減衰させることができるのである。
このように、第４図に示すステレオ復調回路に
よれば、乗算手段として、非直線性能動素子を使
用した従来例と異なり、コンポジツト信号に対し
て任意の波形を有する信号を正確に乗算すること
ができ、従つて上記分圧レベル数をより増大して
疑似正弦場の信号の波形をより正弦波に近付ける
ように構成すれば、理想的なステレオ復調動作を
行わせることができる。
よれば、乗算手段として、非直線性能動素子を使
用した従来例と異なり、コンポジツト信号に対し
て任意の波形を有する信号を正確に乗算すること
ができ、従つて上記分圧レベル数をより増大して
疑似正弦場の信号の波形をより正弦波に近付ける
ように構成すれば、理想的なステレオ復調動作を
行わせることができる。
また、この復調回路によれば、前述の如く３
次、５次等の低次高調波成分を著しく低減させる
ことができるため、復調回路前段にコンポジツト
信号から、これらの成分を除去するためのフイル
タ等を設けることが不要となり、これによりステ
レオセパレーシヨンの周波数依存性をも解決する
ことができる等の種々の利点が得られた。
次、５次等の低次高調波成分を著しく低減させる
ことができるため、復調回路前段にコンポジツト
信号から、これらの成分を除去するためのフイル
タ等を設けることが不要となり、これによりステ
レオセパレーシヨンの周波数依存性をも解決する
ことができる等の種々の利点が得られた。
また、本出願人は先に特願昭56−51994号にお
いて、被乗数信号である疑似正弦波の正負対称性
を改善した新規なFMステレオ復調回路を提案し
ている。
いて、被乗数信号である疑似正弦波の正負対称性
を改善した新規なFMステレオ復調回路を提案し
ている。
第８図には、このようなFMステレオ復調回路
の一例を示すものである。同図において、１４は
PD、１５はバツフアアンプ、１６はVCO、１７
はBCD・Ｕ／Ｄカウンタ、１８はBCD・DECデ
コーダ、１９はRSフリツプフロツプ、２０，２
１はNAND回路、２２，２３はインバータ、２
４はRSフリツプフロツプ、２５，２６はＤ型フ
リツプフロツプ、２７，２９はバツフア回路とし
て動作する演算増幅器、２８，３０は利得1/2の
演算増幅器、３１〜３４はOR回路、３５は抵抗
R11〜R44からなる抵抗ラダー、３６は抵抗R11′〜
R44′からなる抵抗ラダー、SW11〜SW44，
SW11′〜SW44′はアナログスイツチである。
の一例を示すものである。同図において、１４は
PD、１５はバツフアアンプ、１６はVCO、１７
はBCD・Ｕ／Ｄカウンタ、１８はBCD・DECデ
コーダ、１９はRSフリツプフロツプ、２０，２
１はNAND回路、２２，２３はインバータ、２
４はRSフリツプフロツプ、２５，２６はＤ型フ
リツプフロツプ、２７，２９はバツフア回路とし
て動作する演算増幅器、２８，３０は利得1/2の
演算増幅器、３１〜３４はOR回路、３５は抵抗
R11〜R44からなる抵抗ラダー、３６は抵抗R11′〜
R44′からなる抵抗ラダー、SW11〜SW44，
SW11′〜SW44′はアナログスイツチである。
また、第９図は第８図に示す回路の各部の信号
状態を示す波形図である。
状態を示す波形図である。
以上の構成によれば、第９図の被乗数信号であ
るSL（ｔ）およびSR（ｔ）の正負各半波は、互い
に共通の抵抗素子に対応して決定されているた
め、これらの波形の正負対称性は確実に保持さ
れ、従つて復調出力（感度）の偶数次高調波成分
を著しく低減させることができるという効果が得
られた。
るSL（ｔ）およびSR（ｔ）の正負各半波は、互い
に共通の抵抗素子に対応して決定されているた
め、これらの波形の正負対称性は確実に保持さ
れ、従つて復調出力（感度）の偶数次高調波成分
を著しく低減させることができるという効果が得
られた。
このように、本出願人が開発した疑似正弦被乗
算手法によるFMステレオ復調回路によれば、サ
ブキヤリアの低次高調波成分に対する復調感度を
大幅に低減させるとともに、セパレーシヨンを改
善できるという効果が得られた。
算手法によるFMステレオ復調回路によれば、サ
ブキヤリアの低次高調波成分に対する復調感度を
大幅に低減させるとともに、セパレーシヨンを改
善できるという効果が得られた。
次に、以上の疑似正弦波乗算に関する一連の出
願とは別に、本出願人は先に特願昭56−101729号
において、スイツチング方式のFMステレオ復調
回路におけるステレオセパレーシヨンを改善する
方法として、直流シフトされた矩形波とコンポジ
ツト信号とを乗算するようにした新規なFMステ
レオ復調回路を提案している。
願とは別に、本出願人は先に特願昭56−101729号
において、スイツチング方式のFMステレオ復調
回路におけるステレオセパレーシヨンを改善する
方法として、直流シフトされた矩形波とコンポジ
ツト信号とを乗算するようにした新規なFMステ
レオ復調回路を提案している。
このステレオ復調回路の左側出力端子Ｌに導出
される復調信号は、Ｃ（ｔ）・（１＋2sinωct）とな
る。
される復調信号は、Ｃ（ｔ）・（１＋2sinωct）とな
る。
また、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）の値は、Ｃ
（ｔ）＝Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωctとして表わされ
る。
（ｔ）＝Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωctとして表わされ
る。
従つて、前述のfL（ｔ）は、
fL（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝
×（１＋2sinωct）
＝Ｌ（２＋3sinωct−cos2ωct）
＋Ｒ（＋cos2ωct−sinωct）
となり、これよりオーデイオ成分をLPFを用い
て取り出せば、 fL（ｔ）＝2Lとなり、右側系統からのクロスト
ークが完全に除去されることが証明される。
て取り出せば、 fL（ｔ）＝2Lとなり、右側系統からのクロスト
ークが完全に除去されることが証明される。
同様にして、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）に対し
て、（１−2sinωct）を乗算すれば、 fR（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝ ×（１＋2sinωct） ＝Ｌ（cos2ωct−sinωct） ＋Ｒ（２−3sinωct−cos2ωct） となり、これよりオーデイオ信号をLPFを用
いて取り出せば、 fL（ｔ）＝2Rとなり、右側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
て、（１−2sinωct）を乗算すれば、 fR（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝ ×（１＋2sinωct） ＝Ｌ（cos2ωct−sinωct） ＋Ｒ（２−3sinωct−cos2ωct） となり、これよりオーデイオ信号をLPFを用
いて取り出せば、 fL（ｔ）＝2Rとなり、右側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
次に、以上述べた各乗数信号（１＋2sinωct）、
（１−2sinωct）を、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）に
対して乗算する具体的な方法を説明する。
（１−2sinωct）を、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）に
対して乗算する具体的な方法を説明する。
第図ａに示す如く、プラス側レベルK2、マ
イナスレベルK1なる矩形波を、フーリエ級数で
表わすと、良く知られたように、 ｆ（ｔ）＝（１／２）（−K1＋K2） ＋Σ（１／πn）（K1＋K2） （１−cosnπ）sinnωct として表わされる。
イナスレベルK1なる矩形波を、フーリエ級数で
表わすと、良く知られたように、 ｆ（ｔ）＝（１／２）（−K1＋K2） ＋Σ（１／πn）（K1＋K2） （１−cosnπ）sinnωct として表わされる。
ここで、ｆ（ｔ）が（１＋2sinωct）の成分を有
するためには、 （２／π）（K1＋K2）＝−K1＋K2 となり、従つて K1／K2＝（π−２）／（π＋２）＝0.222 となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１＋2s
inωct＋（２／３）sin3ωct＋……｝ となる。
するためには、 （２／π）（K1＋K2）＝−K1＋K2 となり、従つて K1／K2＝（π−２）／（π＋２）＝0.222 となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１＋2s
inωct＋（２／３）sin3ωct＋……｝ となる。
同様にして、第図ｂに示す如く、上記波形と
半周期ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１−2s
inωct−（２／３）sin3ωct……｝ 従つて、乗算回路に対して乗数信号として第
図ａ，ｂのごとき矩形波を乗算し、乗算結果から
オーデイオ成分を取り出せば、前述の復調原理で
説明したように、Ｃ（ｔ）・（１＋2sinωct）、Ｃ
（ｔ）・（１−2sinωct）なる復調出力を得ることが
できるのである。
半周期ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１−2s
inωct−（２／３）sin3ωct……｝ 従つて、乗算回路に対して乗数信号として第
図ａ，ｂのごとき矩形波を乗算し、乗算結果から
オーデイオ成分を取り出せば、前述の復調原理で
説明したように、Ｃ（ｔ）・（１＋2sinωct）、Ｃ
（ｔ）・（１−2sinωct）なる復調出力を得ることが
できるのである。
更に、本出願人は先に特願昭56−124612号にお
いて、上述の直流シフトされた矩形波を前述と同
様にして疑似正弦状にすることにより、セパレー
シヨンとともにＳ／Ｎ、歪率の向上をも図つた新
規なFMステレオ復調回路を提案している。
いて、上述の直流シフトされた矩形波を前述と同
様にして疑似正弦状にすることにより、セパレー
シヨンとともにＳ／Ｎ、歪率の向上をも図つた新
規なFMステレオ復調回路を提案している。
この発明は、以上説明した技術的背景下になさ
れたもので、その目的とするところは、コンポジ
ツト信号に対して疑似正弦波を乗算する新規な
FMステレオ復調回路において、特に乗算回路部
分の高精度化および構成の容易化、汎用性の向上
を図ることにある。
れたもので、その目的とするところは、コンポジ
ツト信号に対して疑似正弦波を乗算する新規な
FMステレオ復調回路において、特に乗算回路部
分の高精度化および構成の容易化、汎用性の向上
を図ることにある。
すなわち、先に出願した各発明では抵抗ラダー
として通常の電圧分割方式を用いてきたが、この
疑似正弦波乗算原理を正しく働かせ、不要信号へ
の復調感度の低下およびセパレーシヨンの改善を
図るためには、正確な疑似正弦波（対称性等）を
形成する必要があり、従つて抵抗ラダーの精度が
問題となる。また、このことは疑似正弦波をでき
るだけ正確な正弦波に近似すべく再分割を図れば
図るほど、大きな問題となるのである。
として通常の電圧分割方式を用いてきたが、この
疑似正弦波乗算原理を正しく働かせ、不要信号へ
の復調感度の低下およびセパレーシヨンの改善を
図るためには、正確な疑似正弦波（対称性等）を
形成する必要があり、従つて抵抗ラダーの精度が
問題となる。また、このことは疑似正弦波をでき
るだけ正確な正弦波に近似すべく再分割を図れば
図るほど、大きな問題となるのである。
これに対して、本願発明によれば、乗算回路と
してＤ−Ａコンバータを用いているため、同一抵
抗を使用することにより精度が良好となつてIC
化にも最適となるとともに、波形の設定が抵抗値
ではなくデジタル符号で任意性をもつて設定でき
るため、設計、調整、変更等が容易となるという
効果がある。
してＤ−Ａコンバータを用いているため、同一抵
抗を使用することにより精度が良好となつてIC
化にも最適となるとともに、波形の設定が抵抗値
ではなくデジタル符号で任意性をもつて設定でき
るため、設計、調整、変更等が容易となるという
効果がある。
以下に、本発明の好適な実施例を添付図面に従
つて詳細に説明する。
つて詳細に説明する。
第１２図は、この発明に係わるステレオ復調回
路の一実施例（以下、これを第１実施例という）
を示すブロツク図である。同図において、コンポ
ジツト信号Ｃ（ｔ）はステレオ用の主チヤンネル
信号とステレオ用の副チヤンネル信号とを少くと
も含むもので、このコンポジツト信号Ｃ（ｔ）は
Ｄ−Ａコンバータ３７の基準入力端子INへと供
給されると同時に、パイロツト信号抽出回路３８
へと供給される。
路の一実施例（以下、これを第１実施例という）
を示すブロツク図である。同図において、コンポ
ジツト信号Ｃ（ｔ）はステレオ用の主チヤンネル
信号とステレオ用の副チヤンネル信号とを少くと
も含むもので、このコンポジツト信号Ｃ（ｔ）は
Ｄ−Ａコンバータ３７の基準入力端子INへと供
給されると同時に、パイロツト信号抽出回路３８
へと供給される。
パイロツト信号抽出回路３８では、コンポジツ
ト信号Ｃ（ｔ）中のパイロツト信号19KHzを抽出
し、これをPLL回路３９を構成するPD４０へと
供給する。
ト信号Ｃ（ｔ）中のパイロツト信号19KHzを抽出
し、これをPLL回路３９を構成するPD４０へと
供給する。
PLL回路３９は、この例ではVCO４１と、こ
のVCO４１の出力で歩進制御される４桁のバイ
ナリカウンタ４２と、このバイナリカウンタ４２
のMSB（Q3）を1/2分周するデバイダ４３と、こ
のデバイダ４３の出力と前記パイロツト信号抽出
回路３８の出力との位相比較をするPD４０と、
このPD４０の出力の低域成分を取り出すLPF４
４とから構成されており、これによりVCO４１
は608KHzにロツクされる。
のVCO４１の出力で歩進制御される４桁のバイ
ナリカウンタ４２と、このバイナリカウンタ４２
のMSB（Q3）を1/2分周するデバイダ４３と、こ
のデバイダ４３の出力と前記パイロツト信号抽出
回路３８の出力との位相比較をするPD４０と、
このPD４０の出力の低域成分を取り出すLPF４
４とから構成されており、これによりVCO４１
は608KHzにロツクされる。
カウンタ４２の出力Q0〜Q3はROM４５のアド
レス入力端子A0〜A3へと供給される。
レス入力端子A0〜A3へと供給される。
ROM４５内における、アドレス信号A0〜A3で
特定される相連続する16個のアドレス０〜Ｆに
は、正弦波sinωctの１周期を16等分した各瞬時値
の値を示す８ビツトのデータD0〜D7が記憶され
ている。
特定される相連続する16個のアドレス０〜Ｆに
は、正弦波sinωctの１周期を16等分した各瞬時値
の値を示す８ビツトのデータD0〜D7が記憶され
ている。
従つて、Ｄ／Ａコンバータ３７の符号入力端子
D0〜D7には、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）中のパイ
ロツト信号に同期した38KHzの疑似正弦波に対応
するデジタルデータが供給されることとなる。
D0〜D7には、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）中のパイ
ロツト信号に同期した38KHzの疑似正弦波に対応
するデジタルデータが供給されることとなる。
Ｄ／Ａコンバータ３７は、第１３図に示す如く
Ｒ−2R抵抗ラダーで構成されており、基準入力
電圧であるコンポジツト信号Ｃ（ｔ）に対してい
わゆるマルチプライング動作を行なうように構成
されており、またその出力OUT（Ｌ）、OUT（Ｒ）
は相補形電流出力であつて、これら２出力の和は
常に一定値となるようになされている。
Ｒ−2R抵抗ラダーで構成されており、基準入力
電圧であるコンポジツト信号Ｃ（ｔ）に対してい
わゆるマルチプライング動作を行なうように構成
されており、またその出力OUT（Ｌ）、OUT（Ｒ）
は相補形電流出力であつて、これら２出力の和は
常に一定値となるようになされている。
従つて、Ｄ−Ａコンバータ３７の入力正弦波を
ｆ（sinωct）と表わせば、左側出力端子OUT（Ｌ）
にはＣ（ｔ）・ｆ（sinωct）が出力され、また、右
側出力端子OUT（Ｒ）には、Ｃ（ｔ）・ｆ（−
sinωct）が出力されることとなる。
ｆ（sinωct）と表わせば、左側出力端子OUT（Ｌ）
にはＣ（ｔ）・ｆ（sinωct）が出力され、また、右
側出力端子OUT（Ｒ）には、Ｃ（ｔ）・ｆ（−
sinωct）が出力されることとなる。
そして、これらの出力は左側および右側の
LPF４６，４７を介して、不要高域（スイツチ
ングノイズ）が除かれた後必要なオーデイオ信号
の抽出され、左右のチヤンネル端子Lch，Rchへ
と出力される。
LPF４６，４７を介して、不要高域（スイツチ
ングノイズ）が除かれた後必要なオーデイオ信号
の抽出され、左右のチヤンネル端子Lch，Rchへ
と出力される。
かくして、この第１実施例によれば、コンポジ
ツト信号Ｃ（ｔ）に対して左右対称でかつアナロ
グ乗算器のような歪のない正確な疑似正弦波を乗
算することができるとともに、Ｄ−Ａコンバータ
３７として、Ｒ−2R抵抗ラダー式コンバータを
使用しているため、同一抵抗を使用することによ
り精度が良好なものとなり、IC化にも好適であ
る他、波形の設定が抵抗値ではなくデジタル値で
任意性をもつて設定できるので、設計、調整、変
更が容易となるとの利点がある。
ツト信号Ｃ（ｔ）に対して左右対称でかつアナロ
グ乗算器のような歪のない正確な疑似正弦波を乗
算することができるとともに、Ｄ−Ａコンバータ
３７として、Ｒ−2R抵抗ラダー式コンバータを
使用しているため、同一抵抗を使用することによ
り精度が良好なものとなり、IC化にも好適であ
る他、波形の設定が抵抗値ではなくデジタル値で
任意性をもつて設定できるので、設計、調整、変
更が容易となるとの利点がある。
次に、第１４図はこの発明に係わるステレオ復
調回路の他の一実施例（以下、これを第２実施例
という）構成を示すブロツク図である。
調回路の他の一実施例（以下、これを第２実施例
という）構成を示すブロツク図である。
なお、同図において前記第１実施例と同一構成
部分については同符号を付して説明は省略する。
部分については同符号を付して説明は省略する。
この第２実施例に係わるステレオ復調回路の特
徴は、前記第１実施例の効果に加えて、ステレオ
セパレーシヨンを一層良好にすべく、コンポジツ
ト信号Ｃ（ｔ）に対して（１±2sinωct）を乗算す
るようにしたことにある。
徴は、前記第１実施例の効果に加えて、ステレオ
セパレーシヨンを一層良好にすべく、コンポジツ
ト信号Ｃ（ｔ）に対して（１±2sinωct）を乗算す
るようにしたことにある。
同図において、ROM４５の各アドレス０〜Ｆ
には、片極性の正弦波（１＋sinωct）を16等分し
た各瞬時値に対応した８ビツトのデータD0〜D7
が順に記憶されており、その一例を第１５図に示
す。
には、片極性の正弦波（１＋sinωct）を16等分し
た各瞬時値に対応した８ビツトのデータD0〜D7
が順に記憶されており、その一例を第１５図に示
す。
従つてＤ／Ａコンバータ３７の各出力OUT
（Ｌ）、OUT（Ｒ）には、それぞれＣ（ｔ）・（１＋
sinωct）およびＣ（ｔ）・（１−sinωct）が出力さ
れる。
（Ｌ）、OUT（Ｒ）には、それぞれＣ（ｔ）・（１＋
sinωct）およびＣ（ｔ）・（１−sinωct）が出力さ
れる。
また、Ｄ−Ａコンバータ３７の各出力OUT
（Ｌ）、OUT（Ｒ）は、それぞれ加算器を構成する
左右のOPアンプ４８，４９へと供給される。
（Ｌ）、OUT（Ｒ）は、それぞれ加算器を構成する
左右のOPアンプ４８，４９へと供給される。
ここで、左側OPアンプ４８の出力Vout1は、
抵抗R2を介して右側OPアンプ４９の入力へと加
算され、また右側OPアンプ４９の出力Vout2は、
抵抗R1を介して左側OPアンプ４８の入力へと加
算されている。
抵抗R2を介して右側OPアンプ４９の入力へと加
算され、また右側OPアンプ４９の出力Vout2は、
抵抗R1を介して左側OPアンプ４８の入力へと加
算されている。
また、左側OPアンプ４８の帰還抵抗Ｒの値と、
前記抵抗R1の値との間には、R1＝3Rなる関係が
設定されており、他方右側OPアンプ４９の帰還
抵抗Ｒの値と、前記抵抗R2との値との間には、
R2＝3Rなる関係が設定されている。
前記抵抗R1の値との間には、R1＝3Rなる関係が
設定されており、他方右側OPアンプ４９の帰還
抵抗Ｒの値と、前記抵抗R2との値との間には、
R2＝3Rなる関係が設定されている。
この結果、OPアンプ４８，４９の各出力
Vout1，Vout2の値は次のようになる。
Vout1，Vout2の値は次のようになる。
Vout1＝−３・Ｃ（ｔ）・（１＋2sinωct）／４
Vout2＝−３・Ｃ（ｔ）・（１−2sinωct）／４
かくして、この第２実施例に係わるステレオ復
調回路においては、前記第１実施例で説明した効
果に加えて、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）に対して
（１±2sinωct）を乗算するようにしたため、第１
０図および第１１図で説明したように、ステレオ
セパレーシヨンを著しく向上させることができ
る。
調回路においては、前記第１実施例で説明した効
果に加えて、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）に対して
（１±2sinωct）を乗算するようにしたため、第１
０図および第１１図で説明したように、ステレオ
セパレーシヨンを著しく向上させることができ
る。
次に、第１６図はこの発明に係わるステレオ復
調回路の更に具体的な一例（以下、これを第３実
施例という）を示すブロツク図である。なお、同
図において各回路素子に付された（ ）の数字
は、各LSIの番号を示すものである。
調回路の更に具体的な一例（以下、これを第３実
施例という）を示すブロツク図である。なお、同
図において各回路素子に付された（ ）の数字
は、各LSIの番号を示すものである。
同図において、VCO５０の発振周波数は、バ
ツフアアンプ５１、波形整形回路５２、バイナリ
カウンタ５３、1/2デバイダ５４、PD５５、ロー
パスフイルタ５６を順に経由するフエイズ・ロツ
クド・ループによつて、608KHzにロツクされて
いる。
ツフアアンプ５１、波形整形回路５２、バイナリ
カウンタ５３、1/2デバイダ５４、PD５５、ロー
パスフイルタ５６を順に経由するフエイズ・ロツ
クド・ループによつて、608KHzにロツクされて
いる。
一方、PD５５には、コンポジツト信号Ｃ（ｔ）
からフイルタ５７を介して抽出された19KHzの矩
形波が供給されており、これによつてバイナリカ
ウンタ５３のMSB（Q0出力）からはパイロツト
信号に同期した38KHzの矩形波が出力される。
からフイルタ５７を介して抽出された19KHzの矩
形波が供給されており、これによつてバイナリカ
ウンタ５３のMSB（Q0出力）からはパイロツト
信号に同期した38KHzの矩形波が出力される。
そして、このカウンタ５３のQ0出力から得ら
れた38KHzは、更に1/2デバイダ５４を介して分
周された後、波形変換回路６０を介して19KHzの
三角波に変換され、この三角波によつてOPアン
プで構成された加算器６１において、コンポジツ
ト信号Ｃ（ｔ）中のパイロツト信号が打ち消され
ることとなる。
れた38KHzは、更に1/2デバイダ５４を介して分
周された後、波形変換回路６０を介して19KHzの
三角波に変換され、この三角波によつてOPアン
プで構成された加算器６１において、コンポジツ
ト信号Ｃ（ｔ）中のパイロツト信号が打ち消され
ることとなる。
そして、加算回路６１においてパイロツト信号
を除去されたコンポジツト信号は、Ｄ−Ａコンバ
ータ６２の基準入力Vrefへと供給される。
を除去されたコンポジツト信号は、Ｄ−Ａコンバ
ータ６２の基準入力Vrefへと供給される。
他方、608KHzのパルスで駆動されるカウンタ
５３の計数出力Q0〜Q3はそのままアドレス信号
A0〜A3としてROM６３へ供給されており、この
ROM６３の各アドレスには、第１５図に示すご
とき、（１＋sinωct）の片極性正弦波の各瞬時値
に対する８ビツトデジタルデータが記憶されてい
る。
５３の計数出力Q0〜Q3はそのままアドレス信号
A0〜A3としてROM６３へ供給されており、この
ROM６３の各アドレスには、第１５図に示すご
とき、（１＋sinωct）の片極性正弦波の各瞬時値
に対する８ビツトデジタルデータが記憶されてい
る。
そして、ROM６３から読み出された各瞬時値
データは、608KHzのパルスに応答してラツチ回
路６４にラツチされ、更にインバータ６５で反転
されて、Ｄ−Ａコンバータ６２の符号入力端子
D0〜D7へと供給される。
データは、608KHzのパルスに応答してラツチ回
路６４にラツチされ、更にインバータ６５で反転
されて、Ｄ−Ａコンバータ６２の符号入力端子
D0〜D7へと供給される。
この結果、Ｄ−Ａコンバータ６２の左側出力
OUT1には、Ｃ（ｔ）・｛１＋ｆ（sinωct）｝が、ま
た右側出力OUT2には、Ｃ（ｔ）・｛１−ｆ
（sinωct）｝がそれぞれ出力される。
OUT1には、Ｃ（ｔ）・｛１＋ｆ（sinωct）｝が、ま
た右側出力OUT2には、Ｃ（ｔ）・｛１−ｆ
（sinωct）｝がそれぞれ出力される。
そして、これら左右の出力OUT1，OUT2は、
第２実施例で説明したようにOPアンプで構成さ
れた左右の加算回路６６，６７を介してＫ・Ｃ
（ｔ）・（１＋2sinωct）およびＫ・Ｃ（ｔ）・（１−
2sinωct）にそれぞれ変換された後、更に左右の
デイエンフアシス回路６８，６９を介してオーデ
イオ信号が取り出され、次いでサブキヤリア除去
回路７０，７１を介して、左右のチヤンネル端子
Lch，RchにそれぞれＬ，Ｒの復調信号が出力さ
れる訳である。
第２実施例で説明したようにOPアンプで構成さ
れた左右の加算回路６６，６７を介してＫ・Ｃ
（ｔ）・（１＋2sinωct）およびＫ・Ｃ（ｔ）・（１−
2sinωct）にそれぞれ変換された後、更に左右の
デイエンフアシス回路６８，６９を介してオーデ
イオ信号が取り出され、次いでサブキヤリア除去
回路７０，７１を介して、左右のチヤンネル端子
Lch，RchにそれぞれＬ，Ｒの復調信号が出力さ
れる訳である。
かくして、この第３実施例によれば、サブキヤ
リアの低次高調波成分に対する復調感度を大幅に
低減させるとともに、セパレーシヨンを大幅に改
善したFMステレオ復調回路を提供することがで
きるのである。
リアの低次高調波成分に対する復調感度を大幅に
低減させるとともに、セパレーシヨンを大幅に改
善したFMステレオ復調回路を提供することがで
きるのである。
以上の各実施例の説明でも明らかなように、こ
の発明に係わるステレオ復調回路は、ステレオ用
の主チヤンネル信号と副チヤンネル信号とを少く
とも含むコンポジツト信号とサブキヤリアの周波
数を有するスイツチング信号を乗算する乗算手段
を備えたFMステレオ復調回路であつて、前記乗
算手段は、基準入力端子および符号入力端子を有
するＤ−Ａコンバータと、このＤ−Ａコンバータ
の符号入力端子に対して、前記サブキヤリアの周
波数を基本波とし３値以上の階段波からなる疑似
正弦波の各ステツプの瞬時値に相当するデジタル
符号を、前記副チヤンネル信号に同期して出力す
る符号発生回路とを具備し、前記Ｄ−Ａコンバー
タは基準入力端子に基準入力電圧として供給され
る前記コンポジツト信号と符号入力端子にデジタ
ル信号として供給される前記疑似正弦波の正相成
分および逆相成分とをそれぞれを乗算し、左右チ
ヤンネル信号を得るように構成したものであるか
ら、サブキヤリアの低次高調波に対する復調感度
を大幅に低減させることができるとともに、セパ
レーシヨンを著しく回転することができるのであ
る。
の発明に係わるステレオ復調回路は、ステレオ用
の主チヤンネル信号と副チヤンネル信号とを少く
とも含むコンポジツト信号とサブキヤリアの周波
数を有するスイツチング信号を乗算する乗算手段
を備えたFMステレオ復調回路であつて、前記乗
算手段は、基準入力端子および符号入力端子を有
するＤ−Ａコンバータと、このＤ−Ａコンバータ
の符号入力端子に対して、前記サブキヤリアの周
波数を基本波とし３値以上の階段波からなる疑似
正弦波の各ステツプの瞬時値に相当するデジタル
符号を、前記副チヤンネル信号に同期して出力す
る符号発生回路とを具備し、前記Ｄ−Ａコンバー
タは基準入力端子に基準入力電圧として供給され
る前記コンポジツト信号と符号入力端子にデジタ
ル信号として供給される前記疑似正弦波の正相成
分および逆相成分とをそれぞれを乗算し、左右チ
ヤンネル信号を得るように構成したものであるか
ら、サブキヤリアの低次高調波に対する復調感度
を大幅に低減させることができるとともに、セパ
レーシヨンを著しく回転することができるのであ
る。
第１図は従来のスイツチング式FMステレオ復
調回路の基本構成を示す回路図、第２図は同回路
のスイツチング波形を示す図、第３図は同回路の
復調出力の周波数特性を示すグラフ、第４図は先
に本出願人が提案したFMステレオ復調回路の一
例を示すブロツク図、第５図は第４図の回路の各
部の信号状態を示す波形図、第６図はエンベロー
プを正弦波状とした疑似正弦波を示す図、第７図
は疑似正弦波とコンポジツト信号とを乗算した場
合における復調出力の周波数特性を示すグラフ、
第８図は先に本出願人が提案したFMステレオ復
調回路の一例を示すブロツク図、第９図は第８図
の回路における各部の信号状態を示す波形図、第
１０図は先に本出願人が提案したFMステレオ復
調回路の復調原理を説明するためのブロツク図、
第１１図は第１０図の回路における左右の被乗数
信号波形を示す波形図、第１２図は本発明に係わ
るステレオ復調回路の第１実施例を示すブロツク
図、第１３図は第１２図に示されるＤ−Ａコンバ
ータの詳細を示す回路図、第１４図は本発明に係
わるFMステレオ復調回路の第２実施例を示すブ
ロツク図、第１５図は、（１＋sinωct）の片極性
疑似正弦波に対応するROM内の波形データを示
す図、第１６図は本発明に係わるステレオ復調回
路の第３実施例を示す回路図である。 ３７，６２……Ｄ−Ａコンバータ、３８……パ
イロツト信号抽出回路、３９……PLL回路、４
０，５５……フエイズ・デイテクタ、４１，５０
……VCO、４２，５３……バイナリカウンタ、
４３，５４……1/2デバイダ、４４，５６……ロ
ーパスフイルタ、４５，６３……ROM、４８，
６６……加算器、４９，６７……加算器。
調回路の基本構成を示す回路図、第２図は同回路
のスイツチング波形を示す図、第３図は同回路の
復調出力の周波数特性を示すグラフ、第４図は先
に本出願人が提案したFMステレオ復調回路の一
例を示すブロツク図、第５図は第４図の回路の各
部の信号状態を示す波形図、第６図はエンベロー
プを正弦波状とした疑似正弦波を示す図、第７図
は疑似正弦波とコンポジツト信号とを乗算した場
合における復調出力の周波数特性を示すグラフ、
第８図は先に本出願人が提案したFMステレオ復
調回路の一例を示すブロツク図、第９図は第８図
の回路における各部の信号状態を示す波形図、第
１０図は先に本出願人が提案したFMステレオ復
調回路の復調原理を説明するためのブロツク図、
第１１図は第１０図の回路における左右の被乗数
信号波形を示す波形図、第１２図は本発明に係わ
るステレオ復調回路の第１実施例を示すブロツク
図、第１３図は第１２図に示されるＤ−Ａコンバ
ータの詳細を示す回路図、第１４図は本発明に係
わるFMステレオ復調回路の第２実施例を示すブ
ロツク図、第１５図は、（１＋sinωct）の片極性
疑似正弦波に対応するROM内の波形データを示
す図、第１６図は本発明に係わるステレオ復調回
路の第３実施例を示す回路図である。 ３７，６２……Ｄ−Ａコンバータ、３８……パ
イロツト信号抽出回路、３９……PLL回路、４
０，５５……フエイズ・デイテクタ、４１，５０
……VCO、４２，５３……バイナリカウンタ、
４３，５４……1/2デバイダ、４４，５６……ロ
ーパスフイルタ、４５，６３……ROM、４８，
６６……加算器、４９，６７……加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ステレオ用の主チヤンネル信号と副チヤンネ
ル信号とを少くとも含むコンポジツト信号とサブ
キヤリアの周波数を有するスイツチング信号とを
乗算する乗算手段を備えたFMステレオ復調回路
であつて、 前記乗算手段は、 基準入力端子および符号入力端子を有するＤ−
Ａコンバータと、このＤ−Ａコンバータの符号入
力端子に対して、前記サブキヤリアの周波数を基
本波とし３値以上の階段波からなる疑似正弦波の
各ステツプの瞬時値に相当するデジタル符号を、
前記副チヤンネル信号に同期して出力する符号発
生回路とを具備し、 前記Ｄ−Ａコンバータは基準入力端子に基準入
力電圧として供給される前記コンポジツト信号と
符号入力端子にデジタル符号として供給される前
記疑似正弦波の正相成分および逆相成分とをそれ
ぞれを乗算し、左右チヤンネル信号を得るように
構成したことを特徴とするFMステレオ復調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15638282A JPS5945732A (ja) | 1982-09-08 | 1982-09-08 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15638282A JPS5945732A (ja) | 1982-09-08 | 1982-09-08 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5945732A JPS5945732A (ja) | 1984-03-14 |
| JPH0362060B2 true JPH0362060B2 (ja) | 1991-09-24 |
Family
ID=15626527
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15638282A Granted JPS5945732A (ja) | 1982-09-08 | 1982-09-08 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5945732A (ja) |
-
1982
- 1982-09-08 JP JP15638282A patent/JPS5945732A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5945732A (ja) | 1984-03-14 |
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