JPH033975B2 - - Google Patents
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- JPH033975B2 JPH033975B2 JP9992281A JP9992281A JPH033975B2 JP H033975 B2 JPH033975 B2 JP H033975B2 JP 9992281 A JP9992281 A JP 9992281A JP 9992281 A JP9992281 A JP 9992281A JP H033975 B2 JPH033975 B2 JP H033975B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 10
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオ復調装置に関し、特にサブ信
号の復調の際にサブキヤリヤ信号とFMコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関する。
号の復調の際にサブキヤリヤ信号とFMコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関する。
FMステレオ信号の復調に際して38KHzの矩形
波サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングするスイツチング方式の復調装置があ
るが、スイツチングのための矩形波サブキヤリヤ
信号が38KHzの奇数次高調波成分を有している関
係上、この奇数次高調波（38×３＝114KHz、38
×５＝190KHz）が隣接局とビート妨害を生じて
好ましくない影響を与えている。これを防ぐには
FMステレオ復調段の入力にハイカツトフイルタ
であるいわゆるアンチバーデイフイルタを挿入す
る必要があるが、このフイルタのコンポジツト周
波数成分における周波数特性や遅延特性が平担で
なくなり、ステレオ復調出力に歪やパレーシヨン
悪化を生じている。またフイルタのコア材の歪に
よる音質の劣化も避けられない。
波サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングするスイツチング方式の復調装置があ
るが、スイツチングのための矩形波サブキヤリヤ
信号が38KHzの奇数次高調波成分を有している関
係上、この奇数次高調波（38×３＝114KHz、38
×５＝190KHz）が隣接局とビート妨害を生じて
好ましくない影響を与えている。これを防ぐには
FMステレオ復調段の入力にハイカツトフイルタ
であるいわゆるアンチバーデイフイルタを挿入す
る必要があるが、このフイルタのコンポジツト周
波数成分における周波数特性や遅延特性が平担で
なくなり、ステレオ復調出力に歪やパレーシヨン
悪化を生じている。またフイルタのコア材の歪に
よる音質の劣化も避けられない。
そのために、正弦波サブキヤリヤ信号を用いて
アナログ的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除
去されるが、Ｓ／Ｎや歪の点で優れたリニアな乗
算回路を構成すことは極めて困難である。
アナログ的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除
去されるが、Ｓ／Ｎや歪の点で優れたリニアな乗
算回路を構成すことは極めて困難である。
本発明の目的は上記の欠点を排除して特性の良
いFMステレオ信号を分離しうるFMステレオ復
調装置を提供することである。
いFMステレオ信号を分離しうるFMステレオ復
調装置を提供することである。
本発明によるFMステレオ復調装置は、FM信
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号の正相及び逆相信号を発生す
る検波手段と、ステレオパイロツト信号に同期し
た正弦波状のサブキヤリヤ信号の正相及び逆相信
号に所定直流分（零を含む）を加えて夫々出力す
る正弦波信号発生手段と、前記検波手段の正相の
パルス列信号と前記正弦波信号発生手段の出力の
前記所定直流分（零を含む）を含んだ逆相及び正
相サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発
生する第１の乗算手段と、これら乗算出力を混合
する第１の混合手段と、前記検波手段の逆相のパ
ルス列信号と前記正弦波信号発生手段の出力の前
記所定直流分（零を含む）を含んだ正相及び逆相
サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発生
する第２の乗算手段と、これら乗算出力を混合す
る第２の混合手段とを含み、前記第１及び第２の
混合手段の出力から左右チヤンネルのオーデイオ
周波数成分を得られるようにしたことを特徴とす
るものである。
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号の正相及び逆相信号を発生す
る検波手段と、ステレオパイロツト信号に同期し
た正弦波状のサブキヤリヤ信号の正相及び逆相信
号に所定直流分（零を含む）を加えて夫々出力す
る正弦波信号発生手段と、前記検波手段の正相の
パルス列信号と前記正弦波信号発生手段の出力の
前記所定直流分（零を含む）を含んだ逆相及び正
相サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発
生する第１の乗算手段と、これら乗算出力を混合
する第１の混合手段と、前記検波手段の逆相のパ
ルス列信号と前記正弦波信号発生手段の出力の前
記所定直流分（零を含む）を含んだ正相及び逆相
サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発生
する第２の乗算手段と、これら乗算出力を混合す
る第２の混合手段とを含み、前記第１及び第２の
混合手段の出力から左右チヤンネルのオーデイオ
周波数成分を得られるようにしたことを特徴とす
るものである。
以下に図面に基づいて本発明を説明する。
第１図は本発明の実施例の回路ブロツク図であ
り、FM信号はパルス検波器１に印加される。こ
の検波器１としては、FMステレオ信号のコンポ
ジツト信号周波数スペクトラム成分を含有するパ
ルス列信号を出力する形式の検波器であれば良
く、例えば第２図に示す如きクワドラチヤ検波回
路と等価な構成とされる。これは周知の構成であ
つて、リミツタ１１と、このリミツタ出力を１入
力とする位相比較器１２と、リミツタ出力を周波
数に応じて移相する移相器１３とを有し、この移
相器１３の出力が比較器１２の他入力となつてお
り、この比較出力が所定直流分を含んだパルス列
信号となる。この検波器１の特性及び動作につい
ては後述する。
り、FM信号はパルス検波器１に印加される。こ
の検波器１としては、FMステレオ信号のコンポ
ジツト信号周波数スペクトラム成分を含有するパ
ルス列信号を出力する形式の検波器であれば良
く、例えば第２図に示す如きクワドラチヤ検波回
路と等価な構成とされる。これは周知の構成であ
つて、リミツタ１１と、このリミツタ出力を１入
力とする位相比較器１２と、リミツタ出力を周波
数に応じて移相する移相器１３とを有し、この移
相器１３の出力が比較器１２の他入力となつてお
り、この比較出力が所定直流分を含んだパルス列
信号となる。この検波器１の特性及び動作につい
ては後述する。
この直流分を含んだパルス列信号はそのまゝ
（正相）乗算器２及び３の１入力となり、またイ
ンバータ４を介して逆相となつて乗算器５及び６
の１入力となり、スイツチングのための信号とし
て用いられている。
（正相）乗算器２及び３の１入力となり、またイ
ンバータ４を介して逆相となつて乗算器５及び６
の１入力となり、スイツチングのための信号とし
て用いられている。
一方、このパルス列信号はFMステレオ信号の
ステレオコンポジツト信号成分を含有しており、
その中のステレオパイロツト信号を抽出して正弦
波状の38KHzサブキヤリヤ信号を発生する信号発
生器７が設けられている。この正弦波サブキヤリ
ヤ信号はそのまゝ（正相）乗算器５の他入力とな
つており、またインバータ８により逆相となつて
乗算器６の他入力となつている。この逆相出力に
は直流分Ｖが加えられて乗算器２の他入力とな
り、また正相出力には同じく直流分Ｖが加えられ
て乗算器３の他入力となつている。
ステレオコンポジツト信号成分を含有しており、
その中のステレオパイロツト信号を抽出して正弦
波状の38KHzサブキヤリヤ信号を発生する信号発
生器７が設けられている。この正弦波サブキヤリ
ヤ信号はそのまゝ（正相）乗算器５の他入力とな
つており、またインバータ８により逆相となつて
乗算器６の他入力となつている。この逆相出力に
は直流分Ｖが加えられて乗算器２の他入力とな
り、また正相出力には同じく直流分Ｖが加えられ
て乗算器３の他入力となつている。
乗算器２及び５の出力の加算、更には乗算器３
及び６の出力の加算をそれぞれ行うために加算器
９及び１０が設けられ、これら加算器９及び１０
の各出力のオーデイオ周波数成分のみを抽出する
LPF１４，１５が設けられて両出力からそれぞ
れ右及び左チヤンネル信号が復調されるものであ
る。
及び６の出力の加算をそれぞれ行うために加算器
９及び１０が設けられ、これら加算器９及び１０
の各出力のオーデイオ周波数成分のみを抽出する
LPF１４，１５が設けられて両出力からそれぞ
れ右及び左チヤンネル信号が復調されるものであ
る。
第２図に示したパルス検波器１について説明す
るに、移相器１３は第３図に示す如き周波数対位
相及び遅延特性を有しているものとする。すなわ
ち、周波数に比例して位相が変化しかつその周波
数域においては一定の遅延時間T0を有している
ものとする。かかる移相器１３は例えば第４図の
如き構成とし得るもので、一種の遅延回路と同等
なものである。いま、移相器１３の位相特性が
FM−IFキアリヤの中心周波数に対して90゜位相
となるようにされていれば、第５図Ａ〜Ｃに示す
如き動作波形を呈する。図Ａ〜Ｃにおいて共にａ
はリミツタ１１を経たFM−IF信号、ｂは移相器
１３による遅延出力、ｃは位相比較出力であり、
図Ａは中心周波数に等しいときの各部波形を示し
比較出力はデユーテイが1/2のパルス列信号とな
り、よつてその直流成分は1/2となる。図Ｂは中
心周波数よりも周波数の場合であり、よつてその
直流成分は例えば2/3となり、中心周波数に対し
１／６だけ直流分が増大することになる。図Ｃは中
心周波数よりも低い周波数の場合であり、よつて
その直流成分は例えば1/3となり、中心周波数に
対し1/6だけ直流分が低下する。
るに、移相器１３は第３図に示す如き周波数対位
相及び遅延特性を有しているものとする。すなわ
ち、周波数に比例して位相が変化しかつその周波
数域においては一定の遅延時間T0を有している
ものとする。かかる移相器１３は例えば第４図の
如き構成とし得るもので、一種の遅延回路と同等
なものである。いま、移相器１３の位相特性が
FM−IFキアリヤの中心周波数に対して90゜位相
となるようにされていれば、第５図Ａ〜Ｃに示す
如き動作波形を呈する。図Ａ〜Ｃにおいて共にａ
はリミツタ１１を経たFM−IF信号、ｂは移相器
１３による遅延出力、ｃは位相比較出力であり、
図Ａは中心周波数に等しいときの各部波形を示し
比較出力はデユーテイが1/2のパルス列信号とな
り、よつてその直流成分は1/2となる。図Ｂは中
心周波数よりも周波数の場合であり、よつてその
直流成分は例えば2/3となり、中心周波数に対し
１／６だけ直流分が増大することになる。図Ｃは中
心周波数よりも低い周波数の場合であり、よつて
その直流成分は例えば1/3となり、中心周波数に
対し1/6だけ直流分が低下する。
従つて、この比較器１２の出力はFM信号周波
数に応じたPPM（パルス位置変調）信号であり、
このパルスを積分すればFM検波出力が得られる
が、本例ではこのパルス列信号がステレオコンポ
ジツト信号成分を含有していることに鑑み、積分
することなくそのまゝ乗算器２，３，５及び６の
スイツチング信号として用いている。このよう
に、ステレオコンポジツト信号の周波数スペクト
ラム成分を直流分を含んで有しているパルス列信
号であれば、他の検波方式である例えばクワドラ
チヤ検波やパルスカウント検波等によるPPM信
号出力を用いることができる。
数に応じたPPM（パルス位置変調）信号であり、
このパルスを積分すればFM検波出力が得られる
が、本例ではこのパルス列信号がステレオコンポ
ジツト信号成分を含有していることに鑑み、積分
することなくそのまゝ乗算器２，３，５及び６の
スイツチング信号として用いている。このよう
に、ステレオコンポジツト信号の周波数スペクト
ラム成分を直流分を含んで有しているパルス列信
号であれば、他の検波方式である例えばクワドラ
チヤ検波やパルスカウント検波等によるPPM信
号出力を用いることができる。
従つて、このPPM信号の低域成分すなわちコ
ンポジツト信号成分をｅ（ｔ）とすれば、 ｅ（ｔ）＝V0＋α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝ (1) となる。こゝに、V0は直流成分であり、同調に
より変化するものでありFM−IF信号の中心周波
数すなわち同調点において位相差が90゜になる様
に遅延時間が設定されていれば、第５図の波形を
用いて説明したように、V0は1/2となる。またα
は遅延時間に比例し（位相の傾きに比例し）、検
波効率に相当する。ωsはサブキヤリヤ信号の角
周波数であり、Ｍ（ｔ）はメイン信号でＬ（ｔ）＋
Ｒ（ｔ）を示し、Ｓ（ｔ）はサブ信号のオーデイオ
周波数成分でＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）を示す。Ｐは定数
である。
ンポジツト信号成分をｅ（ｔ）とすれば、 ｅ（ｔ）＝V0＋α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝ (1) となる。こゝに、V0は直流成分であり、同調に
より変化するものでありFM−IF信号の中心周波
数すなわち同調点において位相差が90゜になる様
に遅延時間が設定されていれば、第５図の波形を
用いて説明したように、V0は1/2となる。またα
は遅延時間に比例し（位相の傾きに比例し）、検
波効率に相当する。ωsはサブキヤリヤ信号の角
周波数であり、Ｍ（ｔ）はメイン信号でＬ（ｔ）＋
Ｒ（ｔ）を示し、Ｓ（ｔ）はサブ信号のオーデイオ
周波数成分でＬ（ｔ）−Ｒ（ｔ）を示す。Ｐは定数
である。
インバータ４による逆相信号（）は、
（）＝（１−V0）−α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ
（ｔ）sin ωst＋Psinωs／２ｔ｝ (2)
と表わされる。従つて、乗算器２の乗算出力ａ
（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝（Ｖ−sin ωst）〔V0＋α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ
（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝〕(3) となり、また乗算器５の出力ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝sin ωst・〔（１−V0）−α｛Ｍ（ｔ）＋
Ｓ（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝〕(4) となる。よつて加算器９の出力は(3)，(4)式を用い
て整理すると、 ａ（ｔ）＋ｂ（ｔ）＝Ｖ・V0・αM（ｔ）＋Ｖ・αS（ｔ
）sin ωst＋（１−2V0）sin ωst−2αM（ｔ）sin ωs
t−
2αS（ｔ）sin2ωst＋Ｖ・α・Ｐ sinωs／２ｔ−2αP
sinωs／２ｔ sin ωst(5) と表わされる。こゝで、 −2αS（ｔ）sin2ωst＝−2αS（ｔ） ・１−con2ωst／２＝−αS（ｔ） ＋αS（ｔ）cos2ωst (6) であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとす
れば、V0＝1/2であるから、（１−2V0）sin ωst
＝０となり、定常的なサブキヤリヤ信号成分は打
消されて、不要な周波数成分の１つが上記操作に
よりキヤンセルされ都合が良くなる。また一方、
サブ信号成分は聴取できないので、結局加算器９
の出力からは、実質的なオーデイオ周波数成分を
聴取することができる。さらに、オーデイオ周波
数成分のみを通過せしめるLPF１４の出力には、 R′（ｔ）＝１／２Ｖ＋Ｖ・αM（ｔ）−αS（ｔ）(7) なる出力が得られる。
（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝（Ｖ−sin ωst）〔V0＋α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ
（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝〕(3) となり、また乗算器５の出力ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝sin ωst・〔（１−V0）−α｛Ｍ（ｔ）＋
Ｓ（ｔ）sin ωst＋Ｐ sinωs／２ｔ｝〕(4) となる。よつて加算器９の出力は(3)，(4)式を用い
て整理すると、 ａ（ｔ）＋ｂ（ｔ）＝Ｖ・V0・αM（ｔ）＋Ｖ・αS（ｔ
）sin ωst＋（１−2V0）sin ωst−2αM（ｔ）sin ωs
t−
2αS（ｔ）sin2ωst＋Ｖ・α・Ｐ sinωs／２ｔ−2αP
sinωs／２ｔ sin ωst(5) と表わされる。こゝで、 −2αS（ｔ）sin2ωst＝−2αS（ｔ） ・１−con2ωst／２＝−αS（ｔ） ＋αS（ｔ）cos2ωst (6) であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとす
れば、V0＝1/2であるから、（１−2V0）sin ωst
＝０となり、定常的なサブキヤリヤ信号成分は打
消されて、不要な周波数成分の１つが上記操作に
よりキヤンセルされ都合が良くなる。また一方、
サブ信号成分は聴取できないので、結局加算器９
の出力からは、実質的なオーデイオ周波数成分を
聴取することができる。さらに、オーデイオ周波
数成分のみを通過せしめるLPF１４の出力には、 R′（ｔ）＝１／２Ｖ＋Ｖ・αM（ｔ）−αS（ｔ）(7) なる出力が得られる。
ここで、直流印加電圧Ｖの大きさを１とすれ
ば、 R′（ｔ）＝１／２＋αM（ｔ）−αS（ｔ） ＝１／２＋2αR（ｔ） …(8) となり、右チヤンネル信号が復調されて出力され
ることになる。左チヤンネル信号Ｌ（ｔ）につい
ても同様である。
ば、 R′（ｔ）＝１／２＋αM（ｔ）−αS（ｔ） ＝１／２＋2αR（ｔ） …(8) となり、右チヤンネル信号が復調されて出力され
ることになる。左チヤンネル信号Ｌ（ｔ）につい
ても同様である。
第６図は乗算器２，３，５及び６の具体例であ
り、トランジスタQ1と抵抗R1，R2とにより簡単
な構成として、トランジスタQ1を検波出力であ
るパルス列信号ｅ（ｔ），（）によりスイツチ
ング動作せしめることにより乗算が可能となる。
り、トランジスタQ1と抵抗R1，R2とにより簡単
な構成として、トランジスタQ1を検波出力であ
るパルス列信号ｅ（ｔ），（）によりスイツチ
ング動作せしめることにより乗算が可能となる。
第７図は38KHzの正弦波サブキヤリヤ信号発生
器７の具体例であり、PLL（フエイズロツクドル
ープ）構成となつている。19KHzのステレオパイ
ロツト信号は位相比較器１６において、1/2分周
器１７の出力と位相比較され、その比較出力は
LPF18及びDCアンプ１９を介してVCO（電圧制
御型発振器）２０の制御入力となる。VCO２０
は76KHzのデユーテイ50％のパルス列信号を発生
するもので、この出力の1/2分周器２１の出力で
ある。38KHz信号をLPF２２により正弦波に変換
してサブキヤリヤ信号として用いている。この
LPF出力を再びリミツタ２３によりパルス化し、
このパルス列信号を更に1/2分周器１７により
19KHzとして比較器１６の１入力としている。こ
うすることにより、パイロツト信号に同期した
38KHzの正弦波信号が正確に得られる。
器７の具体例であり、PLL（フエイズロツクドル
ープ）構成となつている。19KHzのステレオパイ
ロツト信号は位相比較器１６において、1/2分周
器１７の出力と位相比較され、その比較出力は
LPF18及びDCアンプ１９を介してVCO（電圧制
御型発振器）２０の制御入力となる。VCO２０
は76KHzのデユーテイ50％のパルス列信号を発生
するもので、この出力の1/2分周器２１の出力で
ある。38KHz信号をLPF２２により正弦波に変換
してサブキヤリヤ信号として用いている。この
LPF出力を再びリミツタ２３によりパルス化し、
このパルス列信号を更に1/2分周器１７により
19KHzとして比較器１６の１入力としている。こ
うすることにより、パイロツト信号に同期した
38KHzの正弦波信号が正確に得られる。
第８図は本発明の他の実施例のブロツク図であ
り、第１図と同等部分は同一符号により示されて
いる。図において、乗算器５の他入力として正相
サブキヤリヤ信号に負の直流成分−Ｖを加算した
信号を用いており、また乗算器６の他入力として
逆相キヤリヤ信号に同じく負の直流成分−Ｖを加
算した信号を用いたもので、他の構成については
第１図のそれと同等である。
り、第１図と同等部分は同一符号により示されて
いる。図において、乗算器５の他入力として正相
サブキヤリヤ信号に負の直流成分−Ｖを加算した
信号を用いており、また乗算器６の他入力として
逆相キヤリヤ信号に同じく負の直流成分−Ｖを加
算した信号を用いたもので、他の構成については
第１図のそれと同等である。
乗算器５の出力b′（ｔ）は、
b′（ｔ）＝（sin ωst−Ｖ）・〔（１
−V0）−α｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sin ωst
＋Ｐ sinωs／２ｔ｝〕 (9)
であるから、加算器９の出力は、
ａ（ｔ）＋b′（ｔ）＝Ｖ（2V0−１）＋2V・αM（ｔ
）
＋2α・VS（ｔ）sin ωst ＋（１−2V0）sin ωst−2αM（ｔ）sin ωst −2αS（ｔ）sin2ωst＋2α・VP sinωs／２ｔ −2αP sinωs／２ｔ sin ωst (10) となる。V0＝1/2とすると直流成分は零となり、
かつサブキヤリヤ信号もなくすことができる。従
つて、LPF１４の出力は、直流印加電圧Ｖを１
とすれば、 R′（ｔ）＝αM（ｔ）−αS（ｔ）＝2αR（ｔ）…(11
) となり右チヤンネルが復調される。左チヤンネル
についても同様である。
）
＋2α・VS（ｔ）sin ωst ＋（１−2V0）sin ωst−2αM（ｔ）sin ωst −2αS（ｔ）sin2ωst＋2α・VP sinωs／２ｔ −2αP sinωs／２ｔ sin ωst (10) となる。V0＝1/2とすると直流成分は零となり、
かつサブキヤリヤ信号もなくすことができる。従
つて、LPF１４の出力は、直流印加電圧Ｖを１
とすれば、 R′（ｔ）＝αM（ｔ）−αS（ｔ）＝2αR（ｔ）…(11
) となり右チヤンネルが復調される。左チヤンネル
についても同様である。
なお、オーデイオ周波数成分とは可聴帯域の周
波数成分ことを言い、したがつて(5)式及び(10)式等
における可聴帯域以外の周波数成分は含まないも
のとする。
波数成分ことを言い、したがつて(5)式及び(10)式等
における可聴帯域以外の周波数成分は含まないも
のとする。
叙上の如く、本発明によれば、隣接局のビート
妨害波を取り除くためのいわゆるアンチバーデイ
フイルタが不要となるから、信号劣化がない。ま
たスイツチングによるステレオ復調動作であるか
らアナログ乗算器が不要であり、簡単な回路で
Ｓ／Ｎや歪に優れた復調が可能となる。更には復
調のための加算（混合）段において不要なサブキ
ヤリヤ成分が完全に打消されるので出力段の
LPFの設計が楽となる。
妨害波を取り除くためのいわゆるアンチバーデイ
フイルタが不要となるから、信号劣化がない。ま
たスイツチングによるステレオ復調動作であるか
らアナログ乗算器が不要であり、簡単な回路で
Ｓ／Ｎや歪に優れた復調が可能となる。更には復
調のための加算（混合）段において不要なサブキ
ヤリヤ成分が完全に打消されるので出力段の
LPFの設計が楽となる。
第１図は本発明の実施例のブロツク図、第２図
はPPM信号を発生する検波器の１例のブロツク
図、第３図は第２図の回路の特性図、第４図は第
２図の回路の移相器の具体例を示す図、第５図は
第２図の回路動作を説明する波形図、第６図は乗
算器の一具体例を示す図、第７図は38KHzサブキ
ヤリヤ信号発生器の具体例を示すブロツク図、第
８図は本発明の他の実施例のブロツク図である。 主要部分の符号の説明、１……パルス検波器、
２，３，５，６……乗算器、７……正弦波サブキ
ヤリヤ信号発生器、９，１０……加算器。
はPPM信号を発生する検波器の１例のブロツク
図、第３図は第２図の回路の特性図、第４図は第
２図の回路の移相器の具体例を示す図、第５図は
第２図の回路動作を説明する波形図、第６図は乗
算器の一具体例を示す図、第７図は38KHzサブキ
ヤリヤ信号発生器の具体例を示すブロツク図、第
８図は本発明の他の実施例のブロツク図である。 主要部分の符号の説明、１……パルス検波器、
２，３，５，６……乗算器、７……正弦波サブキ
ヤリヤ信号発生器、９，１０……加算器。
Claims (1)
- １ FM信号のコンポジツト信号周波数スペクト
ラム成分を有するパルス列信号の正相及び逆相信
号を発生する検波手段と、ステレオパイロツト信
号に同期した正弦波状のサブキヤリヤ信号の正相
及び逆相信号に所定直流分（零を含む）を加えて
夫々出力する正弦波信号発生手段と、前記検波手
段の正相のパルス列信号と前記正弦波信号発生手
段の出力の前記所定直流分（零を含む）を含んだ
逆相及び正相サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗
算出力を発生する第１の乗算手段と、これら乗算
出力を混合する第１の混合手段と、前記検波手段
の逆相のパルス列信号と前記正弦波信号発生手段
の出力の前記所定直流分（零を含む）を含んだ正
相及び逆相サブキヤリヤ信号とのそれぞれの乗算
出力を発生する第２の乗算手段と、これら乗算出
力を混合する第２の混合手段とを含み、前記第１
及び第２の混合手段の出力から左右チヤンネルの
オーデイオ周波数成分を得られるようにしたこと
を特徴とするFMステレオ復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992281A JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
| US06/392,129 US4502148A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM Stereo demodulator for demodulating stereo signals directly from an FM intermediate frequency signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992281A JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581351A JPS581351A (ja) | 1983-01-06 |
| JPH033975B2 true JPH033975B2 (ja) | 1991-01-21 |
Family
ID=14260258
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992281A Granted JPS581351A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581351A (ja) |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992281A patent/JPS581351A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS581351A (ja) | 1983-01-06 |
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