JPH0363860B2 - - Google Patents
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- JPH0363860B2 JPH0363860B2 JP59200234A JP20023484A JPH0363860B2 JP H0363860 B2 JPH0363860 B2 JP H0363860B2 JP 59200234 A JP59200234 A JP 59200234A JP 20023484 A JP20023484 A JP 20023484A JP H0363860 B2 JPH0363860 B2 JP H0363860B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
- H04L25/03866—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using scrambling
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は信号処理方式、特に16値直交振幅変調
（16値QAM）以上の多値直交振幅変調方式のデ
イジタル無線通信回線において、信号入力断時に
生ずるスクランブル機能の劣化を改善する経済的
な信号処理方式に関する。
（16値QAM）以上の多値直交振幅変調方式のデ
イジタル無線通信回線において、信号入力断時に
生ずるスクランブル機能の劣化を改善する経済的
な信号処理方式に関する。
従来、デイジタル無線通信方式においては、無
線区間における伝送スペクトラムの平坦化と受信
側でビツトタイミング信号の抽出を容易にする目
的で伝送信号にスクランブル処理を行つている。
このスクランブル処理は、無線区間の監視のため
に必要なバリテイ・チエツク・ビツト及びフレー
ム同期信号などの挿入・抽出（多重化）と併せ、
送信端局および受信端局の信号処理装置によつて
行われる。伝送容量の大きいマイクロ波帯のデイ
ジタル無線通信方式においては、入力信号として
デイジタル多重化端局装置によつて多重化された
デイジタル多重化信号が入力されるが、このデイ
ジタル多重化信号は、通常、所定段数の疑似ラン
ダム符号（PNコード）によつてスクランブル処
理が施されている。このため無線回線側の信号処
理装置ではこれに重畳してフレーム同期信号に同
期した同期型スクランブル処理を施し、全体とし
て必要なスペクトラム平坦化の目的が達せられる
ように設計されている。
線区間における伝送スペクトラムの平坦化と受信
側でビツトタイミング信号の抽出を容易にする目
的で伝送信号にスクランブル処理を行つている。
このスクランブル処理は、無線区間の監視のため
に必要なバリテイ・チエツク・ビツト及びフレー
ム同期信号などの挿入・抽出（多重化）と併せ、
送信端局および受信端局の信号処理装置によつて
行われる。伝送容量の大きいマイクロ波帯のデイ
ジタル無線通信方式においては、入力信号として
デイジタル多重化端局装置によつて多重化された
デイジタル多重化信号が入力されるが、このデイ
ジタル多重化信号は、通常、所定段数の疑似ラン
ダム符号（PNコード）によつてスクランブル処
理が施されている。このため無線回線側の信号処
理装置ではこれに重畳してフレーム同期信号に同
期した同期型スクランブル処理を施し、全体とし
て必要なスペクトラム平坦化の目的が達せられる
ように設計されている。
一方、受信端局を含む各中間中継局の無線受信
装置では、それぞれ受信される信号の受信スペク
トラム特性を常時鑑視し、異常を検出すると各受
信装置に設けられた適応型の等化回路を制御して
受信装置出力の周波数スペクトラムが平坦となる
ように補償している。この補償の目的は各無線伝
送路におけるフエージング等による伝送帯域特性
の変化を補償し、符号誤り率の劣化を防止するこ
とである。従つて、上述した従来の信号処理装置
において、デイジタル多重化端局装置からのスク
ランブル処理された信号が切れて信号処理装置の
入力が“１”又は“０”の連続となると、無線回
線側の信号処理装置のスクランブル処理のみとな
るので、スペクトラムの拡散が不十分で適応型等
化回路による伝送帯域特性の補償効果が低下す
る。すなわち、多相位相変調方式のように一つの
無線搬送波で複数のデイジタル多重化信号を伝送
する場合には、一つのデイジタル多重化信号が断
となると他のデイジタル多重化信号の伝送品質が
劣化し符号誤りが増えるという問題点がある。
装置では、それぞれ受信される信号の受信スペク
トラム特性を常時鑑視し、異常を検出すると各受
信装置に設けられた適応型の等化回路を制御して
受信装置出力の周波数スペクトラムが平坦となる
ように補償している。この補償の目的は各無線伝
送路におけるフエージング等による伝送帯域特性
の変化を補償し、符号誤り率の劣化を防止するこ
とである。従つて、上述した従来の信号処理装置
において、デイジタル多重化端局装置からのスク
ランブル処理された信号が切れて信号処理装置の
入力が“１”又は“０”の連続となると、無線回
線側の信号処理装置のスクランブル処理のみとな
るので、スペクトラムの拡散が不十分で適応型等
化回路による伝送帯域特性の補償効果が低下す
る。すなわち、多相位相変調方式のように一つの
無線搬送波で複数のデイジタル多重化信号を伝送
する場合には、一つのデイジタル多重化信号が断
となると他のデイジタル多重化信号の伝送品質が
劣化し符号誤りが増えるという問題点がある。
上述した問題点を解決する方法として、各信号
処理装置に自己同期型のスクランブル手段とこれ
を制御する入力信号断検出手段とを設け、入力信
号が切れたときにはこの自己同期型スクランブル
手段を作動させて、常時作動している同期型スク
ランブル処理と併せて必要な段数のPNコードに
よるスクランブル処理と同等の効果を確保するよ
うにした信号処理装置が、本願出願人により特願
昭59−71317号明細書に提案されている。４相あ
るいは８相位相変調方のように複数の変調入力信
号がそれぞれ対等な役割りを担う変調方式では、
変調入力信号のすべてに対して、このような信号
処理装置を用いることが必要である。しかしなが
ら、16値QAMのような多値直交振幅変調方式で
は、変調器に入力される４系統の変調入力信号
は、詳しくは後述するようにすべてが同等ではな
く、直交する各変調成分には振幅の大きい搬送波
を変調するラージレベル信号の変調入力信号と、
振幅の小さい搬送波を変調するスモールレベル信
号の変調入力信号とがあり、そのスペクトラム拡
散に及ぼす寄与も同一でない。従つて、かならず
しもすべての変調入力信号に対して前述の特願昭
59−71317号明細書記載の信号処理装置を設けな
くても、スペクトラムの平坦化および各受信装置
の等化回路の動作に支障を与えない構成が可能で
ある。本発明の目的は、上述の観点から16値
QAM以上の多値直交振幅変調方式のデイジタル
無線通信回線において、入力のデイジタル多重化
信号が断となつたときもスペクトラム拡散効果に
悪影響がなく、経済的に回線を構成することので
きる信号処理方式を提供することである。
処理装置に自己同期型のスクランブル手段とこれ
を制御する入力信号断検出手段とを設け、入力信
号が切れたときにはこの自己同期型スクランブル
手段を作動させて、常時作動している同期型スク
ランブル処理と併せて必要な段数のPNコードに
よるスクランブル処理と同等の効果を確保するよ
うにした信号処理装置が、本願出願人により特願
昭59−71317号明細書に提案されている。４相あ
るいは８相位相変調方のように複数の変調入力信
号がそれぞれ対等な役割りを担う変調方式では、
変調入力信号のすべてに対して、このような信号
処理装置を用いることが必要である。しかしなが
ら、16値QAMのような多値直交振幅変調方式で
は、変調器に入力される４系統の変調入力信号
は、詳しくは後述するようにすべてが同等ではな
く、直交する各変調成分には振幅の大きい搬送波
を変調するラージレベル信号の変調入力信号と、
振幅の小さい搬送波を変調するスモールレベル信
号の変調入力信号とがあり、そのスペクトラム拡
散に及ぼす寄与も同一でない。従つて、かならず
しもすべての変調入力信号に対して前述の特願昭
59−71317号明細書記載の信号処理装置を設けな
くても、スペクトラムの平坦化および各受信装置
の等化回路の動作に支障を与えない構成が可能で
ある。本発明の目的は、上述の観点から16値
QAM以上の多値直交振幅変調方式のデイジタル
無線通信回線において、入力のデイジタル多重化
信号が断となつたときもスペクトラム拡散効果に
悪影響がなく、経済的に回線を構成することので
きる信号処理方式を提供することである。
本発明の信号処理方式は、16値もしくはそれ以
上の多値直交振幅変調方式のデイジタル無線通信
回線の送信端局および受信端局で伝送信号の同期
型スクランブル及びデスクランブル処理を施す信
号処理方式において、直交する各変調成分のそれ
ぞれ複数の変調入力信号のうち搬送波信号レベル
の高にラージレベル信号の前記変調入力信号に対
して、前記送信端局側にはデイジタル多重化端局
装置から入力されるデイジタル多重化信号の信号
入力断を検出して入力断情報信号および信号入力
状態信号を発生する信号入力断検出手段と、前記
信号入力状態信号により制御され前記デイジタル
多重化信号が断のとき同期型スクランブル処理さ
れた信号に重ねてスクランブル操作を施す自己同
期型スクランブル手段とを備え、前記受信端局側
に前記送信端局から送られてくる前記入力断情報
信号によつて作動し前記自己同期型スクランブル
手段のスクランブル操作を復元する自己同期型デ
スクランブル手段を備え、直交する各変調成分の
それぞれ複数の前記変調入力信号のうち搬送波信
号レベルの低いスモールレベル信号の前記変調入
力信号に対しては前記自己同期型スクランブル手
段および自己同期型デスクランブル手段を備えな
いようにして構成される。
上の多値直交振幅変調方式のデイジタル無線通信
回線の送信端局および受信端局で伝送信号の同期
型スクランブル及びデスクランブル処理を施す信
号処理方式において、直交する各変調成分のそれ
ぞれ複数の変調入力信号のうち搬送波信号レベル
の高にラージレベル信号の前記変調入力信号に対
して、前記送信端局側にはデイジタル多重化端局
装置から入力されるデイジタル多重化信号の信号
入力断を検出して入力断情報信号および信号入力
状態信号を発生する信号入力断検出手段と、前記
信号入力状態信号により制御され前記デイジタル
多重化信号が断のとき同期型スクランブル処理さ
れた信号に重ねてスクランブル操作を施す自己同
期型スクランブル手段とを備え、前記受信端局側
に前記送信端局から送られてくる前記入力断情報
信号によつて作動し前記自己同期型スクランブル
手段のスクランブル操作を復元する自己同期型デ
スクランブル手段を備え、直交する各変調成分の
それぞれ複数の前記変調入力信号のうち搬送波信
号レベルの低いスモールレベル信号の前記変調入
力信号に対しては前記自己同期型スクランブル手
段および自己同期型デスクランブル手段を備えな
いようにして構成される。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は16値QAM信号の振幅・位相を示すベ
クトル図である。第１図に示すように、16値
QAM変調された信号の16個の信号ベクトル点A1
〜A4，B1〜B4，C1〜C4，D1〜D4は、振幅Ｌのラ
ジレベル信号を直交変調して得られるＡ，Ｂ，
Ｃ，Ｄの４相位相変調信号（実線矢印で示す）
に、振幅Ｓ＝Ｌ／２のスモールレベル信号を直交
変調して得られた４相位相変調信号（破線矢印で
示す）を重畳して求められる。このように16値
QAMのための４系統の変調入力信号はラージレ
ベル信号信号用とスモールレベル信号用とに区別
され、スペクトラム拡散に対する寄与も異なり、
当然ながらラージレベル信号用の寄与が大きく、
スモールレベル信号用の寄与は小さいと考えられ
る。実際に、従来公知の信号処理装置を用いた回
線において、デイジタル多重化端局装置からのデ
イジタル多重化信号が断となり、変調入力信号の
受けているスクランブル処理の等価的PNコード
の段数が低下したとき、それがスモールレベル信
号用の変調入力信号の場合は、他の信号系統の符
号誤り率の劣化はわずかで無視できるが、ラージ
レベル信号用の変調入力信号の場合にはその影響
を無視することができない。従つて、ラージレベ
ル信号用の変調入力信号系には特願昭59−71713
号明細書記載の信号処理装置を用い、デイジタル
多重化端局装置からのデイジタル多重化信号が切
れた場合には、自己同期型スクランブル回路が働
いてスペクトラム拡散効果を維持し、スモールレ
ベル信号の変調入力信号系には従来の信号処理装
置を使用して回路の複雑化を避けるようにすれ
ば、いずれのデイジタル多重化信号が断となつた
場合にも回線品質にほとんど悪影響がなく、しか
も経済的な無線回線を構成することができる。
クトル図である。第１図に示すように、16値
QAM変調された信号の16個の信号ベクトル点A1
〜A4，B1〜B4，C1〜C4，D1〜D4は、振幅Ｌのラ
ジレベル信号を直交変調して得られるＡ，Ｂ，
Ｃ，Ｄの４相位相変調信号（実線矢印で示す）
に、振幅Ｓ＝Ｌ／２のスモールレベル信号を直交
変調して得られた４相位相変調信号（破線矢印で
示す）を重畳して求められる。このように16値
QAMのための４系統の変調入力信号はラージレ
ベル信号信号用とスモールレベル信号用とに区別
され、スペクトラム拡散に対する寄与も異なり、
当然ながらラージレベル信号用の寄与が大きく、
スモールレベル信号用の寄与は小さいと考えられ
る。実際に、従来公知の信号処理装置を用いた回
線において、デイジタル多重化端局装置からのデ
イジタル多重化信号が断となり、変調入力信号の
受けているスクランブル処理の等価的PNコード
の段数が低下したとき、それがスモールレベル信
号用の変調入力信号の場合は、他の信号系統の符
号誤り率の劣化はわずかで無視できるが、ラージ
レベル信号用の変調入力信号の場合にはその影響
を無視することができない。従つて、ラージレベ
ル信号用の変調入力信号系には特願昭59−71713
号明細書記載の信号処理装置を用い、デイジタル
多重化端局装置からのデイジタル多重化信号が切
れた場合には、自己同期型スクランブル回路が働
いてスペクトラム拡散効果を維持し、スモールレ
ベル信号の変調入力信号系には従来の信号処理装
置を使用して回路の複雑化を避けるようにすれ
ば、いずれのデイジタル多重化信号が断となつた
場合にも回線品質にほとんど悪影響がなく、しか
も経済的な無線回線を構成することができる。
第２図は本発明の一実施例の送信端局側のブロ
ツク図、第３図は受信端局側のブロツク図で、16
値QAM方式のデイジタル無線通信回線の一送信
方向の構成を示している。第２図において、一つ
の無線搬送波を16値QAM変調する４系統のデイ
ジタル多重化信号１０１〜１０４は、それぞれデ
イジタル多重化端局装置（図示せず）においてＮ
段のPNコードでスクランブル処理されており、
このうちスモールレベル信号の変調入力信号とな
る１０１，１０３は従来から用いられている通常
の送信信号処理装置１を経て送信装置３の変調回
路に、ラージレベル信号の変調入力信号となる１
０２，１０４は特願昭59−71731号明細書記載の
信号入力断検出手段と自己同期型スクランブル手
段とを備えた送信信号処理装置２を経て送信装置
３の変調回路に接続されている。スモールレベル
信号用の送信信号処理装置１は、符号変換回路１
１、送信符号処理回路１２、スクランブル回路１
３及びスクランブル信号発生回路（SCR信号発
生回路）１４から構成され、バイポーラ形式のデ
イジタル多重化信号１０１は符号変換回路１１で
ユニポーラ信号に変換され、送信符号処理回路１
２で速度変換されて無線区間監視用のフレーム同
期信号およびパリテイ・チエツク・ビツト等の付
加ビツトが挿入される。この速度変換された信号
はスクランブル回路１３において、送信符号処理
回路１２からのタイミング信号１０５により制御
されスクランブル信号発生回路１４で発生される
Ｍ段のPNコードにより、フレーム同期信号に同
期してスクランブル処理され、Ｍ＋Ｎ段のPNコ
ードによると等価のスクランブル処理が施された
変調入力信号１０６が送信装置３に送られる。デ
イジタル多重化端局装置の故障等によりデイジタ
ル多重化信号１０１が断となると、変調入力信号
１０６はスクランブル回路１３によるＭ段のPN
コードによるスクランブル処理のみを受けた信号
となる。
ツク図、第３図は受信端局側のブロツク図で、16
値QAM方式のデイジタル無線通信回線の一送信
方向の構成を示している。第２図において、一つ
の無線搬送波を16値QAM変調する４系統のデイ
ジタル多重化信号１０１〜１０４は、それぞれデ
イジタル多重化端局装置（図示せず）においてＮ
段のPNコードでスクランブル処理されており、
このうちスモールレベル信号の変調入力信号とな
る１０１，１０３は従来から用いられている通常
の送信信号処理装置１を経て送信装置３の変調回
路に、ラージレベル信号の変調入力信号となる１
０２，１０４は特願昭59−71731号明細書記載の
信号入力断検出手段と自己同期型スクランブル手
段とを備えた送信信号処理装置２を経て送信装置
３の変調回路に接続されている。スモールレベル
信号用の送信信号処理装置１は、符号変換回路１
１、送信符号処理回路１２、スクランブル回路１
３及びスクランブル信号発生回路（SCR信号発
生回路）１４から構成され、バイポーラ形式のデ
イジタル多重化信号１０１は符号変換回路１１で
ユニポーラ信号に変換され、送信符号処理回路１
２で速度変換されて無線区間監視用のフレーム同
期信号およびパリテイ・チエツク・ビツト等の付
加ビツトが挿入される。この速度変換された信号
はスクランブル回路１３において、送信符号処理
回路１２からのタイミング信号１０５により制御
されスクランブル信号発生回路１４で発生される
Ｍ段のPNコードにより、フレーム同期信号に同
期してスクランブル処理され、Ｍ＋Ｎ段のPNコ
ードによると等価のスクランブル処理が施された
変調入力信号１０６が送信装置３に送られる。デ
イジタル多重化端局装置の故障等によりデイジタ
ル多重化信号１０１が断となると、変調入力信号
１０６はスクランブル回路１３によるＭ段のPN
コードによるスクランブル処理のみを受けた信号
となる。
これに対してラージレベル信号用の送信信号処
理装置２は、符号変換回路２１、送信符号処理回
路２２、スクランブル回路２３、スクランブル信
号発生回路（SCR信号発生回路）２４、入力断
検出回路２５、自己同期型スクランブル回路（S.
SCR回路）２６、自己同期型スクランブル信号
制御回路（S.SCR制御回路）２７並びに自己同期
型スクランブル信号発生回路（S.SCR発生回路）
２８を備えて構成され、次のように動作する。デ
イジタル多重化信号１０２は、符号変換回路２１
（１１と同じ）、送信符号処理回路２２、スクラン
ブル回路２３（１３と同じ）、スクランブル信号
発生回路２４（１４と同じ）により、前述のスモ
ールレベル信号用の送信信号処理装置１の場合と
同様に速度変換後（デイジタル多重化信号１０１
〜１０４が非同期の場合でも、速度変換後には各
信号は同期化され同一のビツト・クロツク信号に
より動作する）スクランブル処理されて自己同期
型スクランブル回路２６に加えられる。デイジタ
ル多重化信号１０２が正常に入力されているとき
には、自己同期型スクランブル回路２６には自己
同期型スクランブル信号制御回路２７からスクラ
ンブル信号が入力されず、従つてスクランブル回
路２３からの信号はそのまま変調入力信号１０７
として送信装置３に送られる。デイジタル多重化
信号１０２が断となつたこいは、入力断検出回路
２５がこれを検出して入力断情報信号１０８及び
信号入力状態信号１０９を発生し、それぞれ送信
符号処理回路２２及び自己同期型スクランブル信
号制御回路２７に送出する。送信信号処理回路２
２は入力断情報信号を受けると付加ビツトのうち
の入力断情報ビツトの符号を変えて受信端局側に
この情報を伝達する。スクランブル回路２３にお
いては、前述したようにスクランブル信号発生回
路２４で発生されたＭ段のPNコードによりスク
ランブル処理が行われるが、デイジタル多重化信
号１０２が断の状態にあるためPNコード信号が
そのままの形で自己同期型スクランブル回路２６
に入力される。信号入力状態信号１０９を受けた
自己同期型スクランブル信号制御回路２７は自己
同期型スクランブル信号発生回路２８で発生され
たM′段のPNコードを自己同期型スクランブル回
路２６に供給し、自己同期型スクランブル回路２
６はスクランブル回路２３の出力に重ねてスクラ
ンブル処理を施し、その出力を送信装置３に送出
する。自己同期型スクランブル信号発生回路２８
は自己同期型スクランブル回路２６の出力の帰還
を受け、送信符号処理回路２２からのタイミング
信号１１０によりスクランブル信号を設定するよ
うに構成されている。
理装置２は、符号変換回路２１、送信符号処理回
路２２、スクランブル回路２３、スクランブル信
号発生回路（SCR信号発生回路）２４、入力断
検出回路２５、自己同期型スクランブル回路（S.
SCR回路）２６、自己同期型スクランブル信号
制御回路（S.SCR制御回路）２７並びに自己同期
型スクランブル信号発生回路（S.SCR発生回路）
２８を備えて構成され、次のように動作する。デ
イジタル多重化信号１０２は、符号変換回路２１
（１１と同じ）、送信符号処理回路２２、スクラン
ブル回路２３（１３と同じ）、スクランブル信号
発生回路２４（１４と同じ）により、前述のスモ
ールレベル信号用の送信信号処理装置１の場合と
同様に速度変換後（デイジタル多重化信号１０１
〜１０４が非同期の場合でも、速度変換後には各
信号は同期化され同一のビツト・クロツク信号に
より動作する）スクランブル処理されて自己同期
型スクランブル回路２６に加えられる。デイジタ
ル多重化信号１０２が正常に入力されているとき
には、自己同期型スクランブル回路２６には自己
同期型スクランブル信号制御回路２７からスクラ
ンブル信号が入力されず、従つてスクランブル回
路２３からの信号はそのまま変調入力信号１０７
として送信装置３に送られる。デイジタル多重化
信号１０２が断となつたこいは、入力断検出回路
２５がこれを検出して入力断情報信号１０８及び
信号入力状態信号１０９を発生し、それぞれ送信
符号処理回路２２及び自己同期型スクランブル信
号制御回路２７に送出する。送信信号処理回路２
２は入力断情報信号を受けると付加ビツトのうち
の入力断情報ビツトの符号を変えて受信端局側に
この情報を伝達する。スクランブル回路２３にお
いては、前述したようにスクランブル信号発生回
路２４で発生されたＭ段のPNコードによりスク
ランブル処理が行われるが、デイジタル多重化信
号１０２が断の状態にあるためPNコード信号が
そのままの形で自己同期型スクランブル回路２６
に入力される。信号入力状態信号１０９を受けた
自己同期型スクランブル信号制御回路２７は自己
同期型スクランブル信号発生回路２８で発生され
たM′段のPNコードを自己同期型スクランブル回
路２６に供給し、自己同期型スクランブル回路２
６はスクランブル回路２３の出力に重ねてスクラ
ンブル処理を施し、その出力を送信装置３に送出
する。自己同期型スクランブル信号発生回路２８
は自己同期型スクランブル回路２６の出力の帰還
を受け、送信符号処理回路２２からのタイミング
信号１１０によりスクランブル信号を設定するよ
うに構成されている。
上述の構成によれば、デイジタル多重化信号１
０１，１０２が正常に入力されているときには、
変調入力信号１０６，１０７のスペクトラム拡散
に寄与する等価的なPNコードの段数は共にＮ＋
Ｍであるが、デイジタル多重化信号が断となつた
ときの変調入力信号１０６及び１０７の等価的な
PNコードの段数は前者はＮとなるが、後者はＮ
＋M′となつてM′＝Ｍに選定しておけば全く変化
が無く、前述の各無線受信装置の適応型等化回路
の動作に影響を与えず、回線品質の劣化を防止す
ることができる。前述したようにスモールレベル
信号の変調入力信号については、スペクトラム拡
散に及ぼす寄与が小さいので、デイジタル多重化
信号１０１の断により等価的なPNコードの段数
が低下しても回線品質に及ぼす影響はほとんど無
視することができ、送信信号処理装置の複雑化を
避けて経済的な回線構成が可能となる。
０１，１０２が正常に入力されているときには、
変調入力信号１０６，１０７のスペクトラム拡散
に寄与する等価的なPNコードの段数は共にＮ＋
Ｍであるが、デイジタル多重化信号が断となつた
ときの変調入力信号１０６及び１０７の等価的な
PNコードの段数は前者はＮとなるが、後者はＮ
＋M′となつてM′＝Ｍに選定しておけば全く変化
が無く、前述の各無線受信装置の適応型等化回路
の動作に影響を与えず、回線品質の劣化を防止す
ることができる。前述したようにスモールレベル
信号の変調入力信号については、スペクトラム拡
散に及ぼす寄与が小さいので、デイジタル多重化
信号１０１の断により等価的なPNコードの段数
が低下しても回線品質に及ぼす影響はほとんど無
視することができ、送信信号処理装置の複雑化を
避けて経済的な回線構成が可能となる。
受信端局側は第２図の送信端局側の構成に対応
して第３図のように構成されている。すなわち、
受信装置４の復調器出力のうちスモールレベル信
号の復調力信号１１１，１１３は従来公知の受信
信号処理装置５が、ラージレベル信号の復調出力
信号１１２，１１４には特願昭59−71317号明細
書記載の受信信号処理装置６が接続されている。
受信信号処理装置５はフレーム同期回路５１、デ
スクランブル回路５２、受信符号処理回路５３及
び符号変換回路５４から構成されており、復調出
力信号１１１はフレーム同期回路５１においてフ
レーム同期がとられ、デスクランブル回路５２で
Ｍ段のPNコードにより送信側のスクランブル回
路１３によるスクランブル処理を復元され、受信
符号処理回路５４で速度変換して無線区間監視用
のフレーム同期信号、パリテイ・チエツク・ビツ
ト等の付加ビツトを除去された後、符号変換回路
５４に送られてバイポーラ信号に変換され、受信
側デイジタル多重化端局装置（図示せず）に送出
される。
して第３図のように構成されている。すなわち、
受信装置４の復調器出力のうちスモールレベル信
号の復調力信号１１１，１１３は従来公知の受信
信号処理装置５が、ラージレベル信号の復調出力
信号１１２，１１４には特願昭59−71317号明細
書記載の受信信号処理装置６が接続されている。
受信信号処理装置５はフレーム同期回路５１、デ
スクランブル回路５２、受信符号処理回路５３及
び符号変換回路５４から構成されており、復調出
力信号１１１はフレーム同期回路５１においてフ
レーム同期がとられ、デスクランブル回路５２で
Ｍ段のPNコードにより送信側のスクランブル回
路１３によるスクランブル処理を復元され、受信
符号処理回路５４で速度変換して無線区間監視用
のフレーム同期信号、パリテイ・チエツク・ビツ
ト等の付加ビツトを除去された後、符号変換回路
５４に送られてバイポーラ信号に変換され、受信
側デイジタル多重化端局装置（図示せず）に送出
される。
これに対して、受信信号処理装置６はフレーム
同期回路６１、デスクランブル回路６２（５２と
同じ）、受信符号処理回路６３（５３と同じ）、符
号変換回路６４（５４と同じ）の外に、自同期型
デスクランブル回路（S.DSCR回路）６５、入力
断検出回路６６、自己同期型デスクランブル信号
発生回路（S.DSCR発生回路）６７及び自己同期
型デスクランブル信号制御回路（S.DSCR制御回
路）６８を含んで構成されている。送信側におい
てデイジタル多重化信号１０２が正常に入力され
ている場合には、入力断検出回路６６は付加ビツ
ト中の入力断情報ビツトの信号をチエツクし、自
己同期型デスクランブル信号制御回路６８を制御
して自己同期型デスクランブル回路６５にデスク
ランブル信号１１５を送出しないので、自己同期
型デスクランブル回路６５は入力をそのまま出力
に送り出す。従つて、復調出力信号１１２は前述
の受信信号処理装置５の場合と同様に処理され、
符号変換回路６４からバイポーラ信号が受信側デ
イジタル多重化端局装置に供給される。送信側で
デイジタル多重化信号１０２が断となると、入力
断情報信号が送られてくるので入力断検出回路６
６がこれを検出し、自己同期型デスクランブル信
号制御回路６８を制御して自己同期型デスクラン
ブル信号発生回路６７で発生されたデスクランブ
ル信号を自己同期型デスクランブル回路６５に送
り、送信側の自己同期型スクランブル回路２３の
スクランブル処理を復元するように構成されてい
る。自己同期型デスクランブル信号発生回路６７
はフレーム同期回路６１からのタイミング信号１
１６により設定されデスクランブル信号を発生す
るよう構成されている。
同期回路６１、デスクランブル回路６２（５２と
同じ）、受信符号処理回路６３（５３と同じ）、符
号変換回路６４（５４と同じ）の外に、自同期型
デスクランブル回路（S.DSCR回路）６５、入力
断検出回路６６、自己同期型デスクランブル信号
発生回路（S.DSCR発生回路）６７及び自己同期
型デスクランブル信号制御回路（S.DSCR制御回
路）６８を含んで構成されている。送信側におい
てデイジタル多重化信号１０２が正常に入力され
ている場合には、入力断検出回路６６は付加ビツ
ト中の入力断情報ビツトの信号をチエツクし、自
己同期型デスクランブル信号制御回路６８を制御
して自己同期型デスクランブル回路６５にデスク
ランブル信号１１５を送出しないので、自己同期
型デスクランブル回路６５は入力をそのまま出力
に送り出す。従つて、復調出力信号１１２は前述
の受信信号処理装置５の場合と同様に処理され、
符号変換回路６４からバイポーラ信号が受信側デ
イジタル多重化端局装置に供給される。送信側で
デイジタル多重化信号１０２が断となると、入力
断情報信号が送られてくるので入力断検出回路６
６がこれを検出し、自己同期型デスクランブル信
号制御回路６８を制御して自己同期型デスクラン
ブル信号発生回路６７で発生されたデスクランブ
ル信号を自己同期型デスクランブル回路６５に送
り、送信側の自己同期型スクランブル回路２３の
スクランブル処理を復元するように構成されてい
る。自己同期型デスクランブル信号発生回路６７
はフレーム同期回路６１からのタイミング信号１
１６により設定されデスクランブル信号を発生す
るよう構成されている。
上述の第２図の実施例は、それぞれ独立な４系
統のデイジタル多重化信号１０１〜１０４を一つ
の無線搬送波で伝送する場合を示し、ラージレベ
ル信号用のデイジタル多重化信号１０２，１０４
の送信信号処理装置２に、それぞれ入力断検出回
路２５が設けられている。しかしながら、ビツ
ト・レートの高い（約４倍）１系統のデイジタル
多重化信号を４分割して一つの無線搬送波を16値
QAM変調して伝送する場合には、信号入力断検
出手段として分割前の送信回路に１個の検出回路
を設け、その出力で二つのラージレベル信号用の
送信信号処理装置（第２図の２で入力断検出回路
２５を含まないもの）を制御するように構成する
こともでき、入力信号の有無にかかわらず無線回
線のスペクトラム拡散状態をほぼ一定に保つこと
ができる。
統のデイジタル多重化信号１０１〜１０４を一つ
の無線搬送波で伝送する場合を示し、ラージレベ
ル信号用のデイジタル多重化信号１０２，１０４
の送信信号処理装置２に、それぞれ入力断検出回
路２５が設けられている。しかしながら、ビツ
ト・レートの高い（約４倍）１系統のデイジタル
多重化信号を４分割して一つの無線搬送波を16値
QAM変調して伝送する場合には、信号入力断検
出手段として分割前の送信回路に１個の検出回路
を設け、その出力で二つのラージレベル信号用の
送信信号処理装置（第２図の２で入力断検出回路
２５を含まないもの）を制御するように構成する
こともでき、入力信号の有無にかかわらず無線回
線のスペクトラム拡散状態をほぼ一定に保つこと
ができる。
上述の実施例においては16値QAM方式の場合
について説明したが、本発明の技術思想はこれ以
上の多値直交振幅変調方式の場合にも適用でき
る。すなわち、64値QAM変調信号は振幅の異な
る三つの搬送波をそれぞれ直交変調した合成信号
と考えられ、その搬送波振幅は４：２：１であ
る。従つて、最も振幅の大きいラージレベル信号
の変調入力信号に対しては、送信側に第２図の送
信信号処理装置２と同じ自己同期型スクランブル
手段と信号入力断検出手段とを備え、受信側には
第３図の受信信号処理装置６と同様に自己同期型
デスクランブル手段を備えることによつて、スペ
クトラムの平坦特性を保持し、デイジタル多重化
端局装置からの入力が断となつても回線品質を維
持し、搬送波振幅の最も小さいスモールレベル信
号の変調入力信号に対しては上述の各手段を持た
ない従来公知の送信および受信信号処理装置（第
２図の１及び第３図の５）を備えることによつ
て、品質を劣化させずに経済性を維持したデイジ
タル無線通信回線を構成することができる。な
お、搬送波振幅が中間のミドルレベル信号の変調
入力信号に対しては、特性を重視する場合にはラ
ージレベル信号に対する場合と同様に上述の各手
段を備えてもよいが、経済性を重視する場合には
上述の各手段を備えなくてもよい。
について説明したが、本発明の技術思想はこれ以
上の多値直交振幅変調方式の場合にも適用でき
る。すなわち、64値QAM変調信号は振幅の異な
る三つの搬送波をそれぞれ直交変調した合成信号
と考えられ、その搬送波振幅は４：２：１であ
る。従つて、最も振幅の大きいラージレベル信号
の変調入力信号に対しては、送信側に第２図の送
信信号処理装置２と同じ自己同期型スクランブル
手段と信号入力断検出手段とを備え、受信側には
第３図の受信信号処理装置６と同様に自己同期型
デスクランブル手段を備えることによつて、スペ
クトラムの平坦特性を保持し、デイジタル多重化
端局装置からの入力が断となつても回線品質を維
持し、搬送波振幅の最も小さいスモールレベル信
号の変調入力信号に対しては上述の各手段を持た
ない従来公知の送信および受信信号処理装置（第
２図の１及び第３図の５）を備えることによつ
て、品質を劣化させずに経済性を維持したデイジ
タル無線通信回線を構成することができる。な
お、搬送波振幅が中間のミドルレベル信号の変調
入力信号に対しては、特性を重視する場合にはラ
ージレベル信号に対する場合と同様に上述の各手
段を備えてもよいが、経済性を重視する場合には
上述の各手段を備えなくてもよい。
以上詳細に説明したように、本発明の信号処理
方式によれば16値QAM以上の多値直交振幅変調
方式のデイジタル無線通信回線において、デイジ
タル多重化端局装置からの入力信号が断となつた
場合でも、スクランブル処理によりスペクトラム
平坦化の目的を維持し、回線品質を損うことな
く、且つ経済的に回線を構成できる効果がある。
方式によれば16値QAM以上の多値直交振幅変調
方式のデイジタル無線通信回線において、デイジ
タル多重化端局装置からの入力信号が断となつた
場合でも、スクランブル処理によりスペクトラム
平坦化の目的を維持し、回線品質を損うことな
く、且つ経済的に回線を構成できる効果がある。
第１図は16値QAM信号の振幅・位相を説明す
るベクトル図、第２図は本発明の一実施例の送信
側のブロツク図、第３図は第２図に対応する受信
側のブロツク図である。 １，２……送信信号処理装置、３……送信装
置、４……受信装置、５，６……受信信号処理装
置、１１，２１，５４，６４……符号変換回路、
１２，２２……送信符号処理回路、１３，２３…
…スクランブル回路、１４，２４……スクランブ
ル信号発生回路（SCR信号発生回路）、２５，６
６……入力断検出回路、２６……自己同期型スク
ランブル回路（S.SCR回路）、２７……自己同期
型スクランブル信号制御回路（S.SCR制御回路）、
２８……自己同期型スクランブル信号発生回路
（S.SCR発生回路）、５１，６１……フレーム同期
回路、５２，６２……デスクランブル回路、５
３，６３……受信符号処理回路、６５……自己同
期型デスクランブル回路（S.DSCR回路）、６７
……自己同期型デスクランブル信号発生回路（S.
DSCR発生回路）、６８……自己同期型デスクラ
ンブル信号制御回路（S.DSCR制御回路）。
るベクトル図、第２図は本発明の一実施例の送信
側のブロツク図、第３図は第２図に対応する受信
側のブロツク図である。 １，２……送信信号処理装置、３……送信装
置、４……受信装置、５，６……受信信号処理装
置、１１，２１，５４，６４……符号変換回路、
１２，２２……送信符号処理回路、１３，２３…
…スクランブル回路、１４，２４……スクランブ
ル信号発生回路（SCR信号発生回路）、２５，６
６……入力断検出回路、２６……自己同期型スク
ランブル回路（S.SCR回路）、２７……自己同期
型スクランブル信号制御回路（S.SCR制御回路）、
２８……自己同期型スクランブル信号発生回路
（S.SCR発生回路）、５１，６１……フレーム同期
回路、５２，６２……デスクランブル回路、５
３，６３……受信符号処理回路、６５……自己同
期型デスクランブル回路（S.DSCR回路）、６７
……自己同期型デスクランブル信号発生回路（S.
DSCR発生回路）、６８……自己同期型デスクラ
ンブル信号制御回路（S.DSCR制御回路）。
Claims (1)
- １ 16値もしくはそれ以上の多値直交振幅変調方
式のデイジタル無線通信回線の送信端局および受
信端局で伝送信号に同期型スクランブル及びデス
クランブル処理を施す信号処理方式において、直
交する各変調成分のそれぞれ複数の変調入力信号
のうち搬送波信号レベルの高いラージレベル信号
の前記変調入力信号に対して、前記送信端局側に
はデイジタル多重化端局装置から入力されるデイ
ジタル多重化信号の信号入力断を検出して入力断
情報信号および信号入力状態信号を発生する信号
入力断検出手段と、前記信号入力状態信号により
制御され前記デイジタル多重化信号が断のとき同
期型スクランブル処理された信号に重ねてスクラ
ンブル操作を施す自己同期型スクランブル手段と
を備え、前記受信端局側に前記送信端局から送ら
れてくる前記入力断情報信号によつて作動し前記
自己同期型スクランブル手段のスクランブル操作
を復元する自己同期型デスクランブル手段を備
え、直交する各変調成分のそれぞれ複数の前記変
調入力信号のうち搬送波信号レベルの低いスモー
ルレベル信号の前記変調入力信号に対しては前記
自己同期型スクランブル手段および自己同期型デ
スクランブル手段を備えていないことを特徴とす
る信号処理方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59200234A JPS6178249A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | 信号処理方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59200234A JPS6178249A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | 信号処理方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6178249A JPS6178249A (ja) | 1986-04-21 |
| JPH0363860B2 true JPH0363860B2 (ja) | 1991-10-02 |
Family
ID=16421037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59200234A Granted JPS6178249A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | 信号処理方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6178249A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102937019A (zh) * | 2012-10-22 | 2013-02-20 | 西安石油大学 | 一种微弱信号产生装置 |
-
1984
- 1984-09-25 JP JP59200234A patent/JPS6178249A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6178249A (ja) | 1986-04-21 |
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