JPH0365077A - 超音波モータの駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、圧電体と弾性体とからなる駆動用の振動子を
有する超音波モータに対し、前記圧電体に高周波電力を
供給する電源供給手段と、前記振動子の振動状態を検出
する状態量検出手段とを設けてある超音波モータの駆動
制御装置に関する。

さらに詳述すると、弾性体に圧電体を固着して構成する
振動子を固定子又は回転子として、それに回転子又は固
定子を加圧接触し、前記圧電体に供給される高周波電力
により前記弾性体に生じる進行波の作用で回転力を取り
出す超音波モータや、柱状の弾性体の両端に圧電体を配
し、前記弾性体に沿ってスライダを移動させるリニア型
の超音波モータ等に対する駆動制御装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種の超音波モータの駆動制御装置は、振動子
の振動状態を検出する状態量検出手段として、前記振動
子に、励振用の圧電体とは別個の検出用圧電体を設けて
構成してあり、前記振動子の振動振幅に対応する出力電
圧を検出していた。

つまり、超音波モータを、温度、負荷、駆動電圧等の使
用環境、条件の変動による前記振動子の機械的な共振周
波数の変動に係わらず、高効率、且つ、安定に動作させ
るためには、前記振動子の振動状態を一定に維持する必
要がある。

そのために、前記駆動制御装置に、前記振動子の振動状
態、即ち、変位、速度、加速度等何らかの状態量を検出
する状態量検出手段を設けて、その検出出力に基づき、
前記圧電体へ印加する電源周波数を最適な周波数に維持
するよう駆動制御していた。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上記従来技術には、前記弾性体に励振用の圧電
体とは別個の検出用圧電体を設けることが必要であり、
しかも、その信号を取り出すための配線も必要となり、
モータの製作工程が複雑となるばかりか、モータのコス
ト上昇にもつながるという欠点があった。

さらには、そのような検出用圧電体は、その特性のばら
つきやその設置箇所によっては、前記振動子の振動状態
を正確に検出できるとは限らず、その結果、最適な動作
状態に制御しすらいという欠点もあった。

本発明の目的は上述した従来欠点を解消する点にある。

〔課題を解決するための手段〕

この目的を達成するため、本発明による超音波モータの
駆動制御装置の特徴構成は、前記状態量検出手段を構成
するに、前記圧電体への印加電圧を検出する印加電圧検
出手段と、通電電流を検出する通電電流検出手段と、前
記印加電圧検出手段及び前記通電電流検出手段の出力信
号から、前記振動子の共振周波数と前記印加電圧の周波
数とのずれ量を出力する演算手段とを設けてあることに
ある。

前記印加電圧検出手段は、前記印加電圧をＮ：１に降圧
して検出する降圧回路を含み、前記通電電流検出手段は
、巻数比１：Ｐの変流器とその二次側に接続の容量Ｃの
コンデンサを含み、それら定数を前記圧電体の静電容量
Ｃｄに対して、Ｃ，＝Ｃ−Ｐ／Ｈの関係に設定してある
ことにある。

〔作　用〕

つまり、状態量検出手段は、以下の原理に基づき、前記
圧電体に対する駆動電圧及び電流を、所定の関係にある
印加電圧検出手段及び通電電流検出手段により検出し、
それら出力信号を演算手段により演算することで、前記
振動子の共振周波数と前記印加電圧の周波数との違いに
より生じる位相差を示す項を含む信号を出力するのであ
る。

その位相差に基づき、前記電源供給手段の発振周波数を
適切に制御することで、超音波モータを、温度、負荷、
駆動電圧等の使用環境、条件の変動による前記振動子の
機械的な共振周波数の変動に係わらず、高効率、且つ、
安定に動作させるのである。

以下に、その原理を述べる。

圧電振動子の理論を超音波モータに適用すると、電源供
給手段により印加された交流電圧により圧電体が速度÷
で振動するとき、圧電体と弾性体で構成される振動子に
対して、前記圧電体に流れ込む電流ｉ、及び、起振力ｔ
は、電気音響変換基本式に基づき、次式で表される。

ｆ＝ｆ？＋Ａ÷ ？＝−Ａ？＋２÷　　　　　（１） ここで、幸は電気アドミタンスであり、Ａは電気系と機
械系の変換結合係数で力係数といい、之は機械インピー
ダンスである。また変数にドツトを付してあるのはベク
トル量である。

第５図に示すように、機械端子に音響インピーダンス２
′を接続したときの前記振動子系の等価回路を考えると
、振動速度÷と電気端子電圧との関係は、（１）式から
、 ÷＝Ａ／（之＋之’）　　　（２） と表される。

今、振動子を、質量ｍ、スチフネスＳ、抵抗ｒからなる
単一共振系としての集中モデルで考え、２’　＝ｒ’　
＋ｊ　ｘ’　とおくと、之＋之’　＝ｒ＋ｒ・ ＋ｊｘ’＋ｊωｍ＋ｓ／ｊω ω、＝　（−ｘ’　＋（ｘ’　”＋４ｍ５）”）／２ｍ
　（３）ここで、ω、は機械共振角周波数であり、ω　
は動作角周波数である。

従って、（２）式から÷との位相に注目すると、 ｖ＝Ａ／ｌ　ｔ−＋４’　　１−ｅｘｐ　［−ｊφ）・
？（４）となり、以下の三通りの場合が考えられる。

ｉ、ω〈ω、：÷はに対してφ進相 り、ω＝ω、：÷はと同相 市、ω〉ω、：÷はに対してφ遅相 さらに、振動子の等価回路は、第６図に示すように、圧
電的機械振動を発生させる直列共振回路のり、　　Ｃ１
抵抗Ｒ１振動に無関係の静電容量Ｃ６で表すことができ
、（１）式は、ｆ＝ｊωＣ１＋Ａ÷　　　（５） となる。但し、ωは交流電圧Ｖの角周波数である。

第７図に示すように、前記圧電体への通電電流を検出す
る通電電流検出手段の出力電圧Ｖ。

は、 Ｖｃ＝ｆ／ｊωｃｐ ＝Ｃ，／ＣＰ＋Ａ÷／ｊωＣＰ　　（６）となる。但し
、変流器の巻数比をｌ：Ｐ、変流器の二次側に配したコ
ンデンサの容量をＣとする。

また、前記圧電体への印加電圧を検出する印加電圧検出
手段の出力電圧８は、 、＝／Ｎ　　　　　　　　　　　　　（７）となる。但
し、変圧器の巻数比をＮ：ｌとする。

次に、前記出力電圧ｔ。、れを演算手段により差動増幅
すると、その出力電圧、は、２＝Ｋ（０−れ） ＝Ｋ　（Ｃ，／ＣＰ−１／Ｎ）　　・ ＋ＫＡ／（ｊωＣＰ）・ｖ　　　（８）となる。但し、
Ｋは差動利得である。

ここで、 Ｃ，／ＣＰ＝１／Ｎ　　　　　　　　　　（９）となる
ように、Ｃ，Ｐ、Ｎの値を選定すると、（８）式は次の
ように表すことができる。

Ｖｐ　＝ＫＡ／　（ｊ　ωｃ　Ｐ　）　　・ｖ　　　　
　（１０）ここで、ＫＡ／　（ωＣＰ）は実数であるか
ら、、と÷との位相関係には影響を与えない。

（１０）式から出力電圧、は、その振幅が比例関係にあ
り、位相が９０°遅れの関係にある圧電体の振動速度÷
を検出することになる。

従って、速度÷と前記振動子への印加電圧の関係を示す
（４）式より、（１０）式はＶｐ　＝ＫＡ２／　（ωＣ
Ｐ　　ｌＺ＋Ｚ’ｌ　　）・ｅｘｐ（−Ｊ（丁子φ））
（１１） となり、、との位相関係は、以下の三通りの場合に分け
ることができる。

ｉｖ、ω〈ω、：、はに対して９０’−φ遅相 Ｖ、（Ｌ）＝（Ｌ）、　　：ＶｐはＶに対して９０’遅
相ｖｉ、ω〉ω、：、はぐに対して９０°＋φ遅相 以上より、１、即ち、前記位相差検出手段からの出力信
号を、圧電体への印加電圧やより位相を９０°遅らすこ
とにより、常に圧電振動子を共振周波数ω、で駆動する
ことができる。

〔発明の効果〕

従って、本発明による超音波モータの駆動制御装置では
、前記振動子の振動状態を、前記印加電圧と通電電流を
検出することで極めて正確に検出できるので、前記弾性
体に励振用の圧電体とは別個の検出用圧電体を設ける必
要がなく、その信号を取り出すための配線も不要となり
、モータの製作工程が簡易化され、部品の増加や製作工
程の複雑化に起因するモータのコスト上昇も防止できる
ようになった。

〔実施例〕

以下に本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第２図に示すように、超音波モータ（Ｍ）は、圧電体（
１）に弾性体（２）を固着し、超音波の進行波を発生す
るリング状の固定子（３）と、その固定子（３）に加圧
接触して回転する回転子（４）とから構成してある。即
ち、前記固定子（３）が振動子（３′）となる。

前記圧電体（１）は、周方向に領域（Ａ）　、　（Ｂ）
に二分割してあり、各領域（Ａ）　、　（Ｂ）は波長λ
の二分の−の間隔で隣り合う区分を交互に厚み方向に分
極処理するとともに、それら領域（Ａ）。

（Ｂ）間を四分の三波長ずらせて配置してある。

前記領域（Ａ）　、　（Ｂ）に９０°・位相の異なる高
周波電圧を印加することにより、前記領域（Ａ）。

（Ｂ）に対応の前記固定子（３）に発生する定在波が相
互に干渉を起こし、合成されて進行波となる。

即ち、前記回転子（４）は、前記固定子（３）に発生す
る進行波に基づく前記固定子（３）との摩擦力により回
転するのである。

前記超音波モータ（Ｍ）の駆動制御装置は、第１図に示
すように、前記圧電体（１）に高周波電力を供給する電
源供給手段（５）と、前記振動子（３°）の機械的な共
振周波数と前記圧電体（１）への印加電圧の周波数との
差により生じる位相差を検出する位相差検出手段（６）
、すなわち、状態量検出手段と、その位相差検出手段（
６）の出力信号と前記印加電圧との位相を比較し、その
位相差を設定値に維持するように、前記電源供給手段（
５）の発振周波数を制御する周波数制御手段（７）と、
前記位相差検出手段（６）の出力信号に基づき前記電源
供給手段（５）の出力電圧、即ち、前記圧電体（１）へ
の印加電圧を制御する速度制御手段（８）等で構成して
ある。

前記電源供給手段（５）は、前段に、前記速度制御手段
（８）の出力信号に基づき、駆動回路（ＤＩ）を介して
スイッチ（Ｂ５）による通流率を変えることで、出力電
圧を可変する直流チョッパ回路（５ａ）を、そして後段
に、前記周波数制御手段（７）の出力信号に基づき、駆
動回路（Ｂ２）を介してスイッチ（Ｓｌ）からスイッチ
（Ｂ４）を開閉することで、周波数を可変するインバー
タ回路（５ｂ）を設けて構威してある。

前記インバータ回路（５ｂ）は、電源分割形ハーフブリ
ッジインバータを二組組み合わせて、位相が９０°ずれ
た二相の方形波を出力するもので、それぞれの出力端子
は、昇圧用のトランス（Ｔｌ）、　（Ｔ２）を介して、
前記超音波モータ（Ｍ）の前記圧電体（１）の領域（Ａ
）　、　（Ｂ）に設けてある電極に接続してある。

尚、前記方形波は、前記トランス（Ｔｌ）、　（Ｔ２）
のもれインダクタンスにより正弦波に波形成形される。

前記位相差検出手段（６）は、前記圧電体（１）への印
加電圧Ｖを検出する印加電圧検出手段（６ａ）と、通電
電流Ｉを検出する通電電流検出手段（６ｂ）と、それら
出力信号を差動増幅する演算手段（６ｃ）等で構成して
ある。

前記印加電圧検出手段（６ａ）は、巻数比Ｎ：１の変圧
器（ＰＴ　）の二次側にブートストラップ回路（Ｂ１）
を接続して構成し、前記通電電流検出手段（６ｂ）は、
巻数比１：Ｐの変流器（ＣＴ）の二次側に容量Ｃのコン
デンサ（Ｃ３）を介して、ブートストラップ回路（Ｂ２
）を接続して構成してあり、共に前記トランス（Ｔ２）
の二次側に介装してある。

そして、前記定数Ｎ、　　Ｐ、　Ｃは、前記圧電体（１
）の静電容量ｃｄに対して、 Ｃａ　”Ｃ”　Ｐ／Ｎ となるように設定してある。

前記印加電圧検出手段（６ａ）の出力電圧ＶＮと前記通
電電流検出手段（６ｂ）の出力電圧Ｖｃを前記演算手段
（６ｃ）により差動増幅した結果、その出力電圧Ｖ、は
、〔作用〕の項で述べたように、前記印加電圧Ｖの周波
数と前記振動子（３′）の共振周波数との差により生じ
る位相差を表す項を含む。

前記周波数制御手段（７）は、位相比較器（ＰＣ）と出
力反転形のローパスフィルタ（ＬＰＦ）と電圧制御発振
器（ＶＣＯ）とからなるＰＬＬで、前記電圧制御発振器
（ＶＣＯ）の出力は前記駆動回路（Ｄ２）に接続してあ
る。

前記位相比較器（ＰＣ）と前記ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｐ）との間には、前記位相比較器（ＰＣ）の出力電圧を
補正する位相補正手段（ＰＳＣ）を介装してある。

前記位相比較器（ＰＣ）は、前記印加電圧検出手段（６
ａ）の出力電圧ＶＮと前記演算手段（６ｃ）の出力電圧
Ｖ、を、フィルタ（Ｆｌ）、（Ｆ２）　、及び、方形波
に波形成形する比較器（ＣＯＭＩ）、　（Ｃ０Ｍ２）を
介して入力してあり、第３図に示すように、両型圧ＶＮ
、ＶＰの位相差に相当する電圧を出力する。

前記電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、第４図に示すように
、前記ローパスフィルタ（ＬＰＦ）により反転された前
記位相比較器（ＰＣ）の出力電圧値に応じてその出力周
波数を可変とするものである。

つまり、両型圧ｖＮ、ｖｐの位相差が９０゜以下である
と、前記位相比較器（ＰＣ）の出力電圧が下がるので、
前記前記電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力周波数が高く
なり、前記インバータ回路（５ｂ）の発振周波数を高く
する。

逆に、両型圧ＶＮ、ＶＰの位相差が９０°以上であると
、前記位相比較器（ＰＣ）の出力電圧が上がるので、前
記電圧制御発振器（ｖＣＯ）の出力周波数が低くなり、
前記インバータ回路（５ｂ）の発振周波数を低くするの
である。

上述の動作により、両型圧ＶＮ、ＶＰの位相差を９０°
に維持する、即ち、前記振動子（３′）の温度等の変化
により変動する共振周波数に追尾して駆動することがで
きる。

さらに、前記周波数制御手段（７）は、前記位相比較器
（ＰＣ）の出力電圧を、前記位相補正手段（ＰＳＣ）に
より補正することで、前記超音波モータ（Ｍ）が最も安
定、且つ、効率のよい駆動周波数である前記共振周波数
より若干高い周波数になるように、前記発振周波数を制
御するのである。

〔別実施例〕

以下に本発明の別実施例を説明する。

１、先の実施例では、前記印加電圧検出手段（６ａ）を
構成するに、巻数比Ｎ：１の変圧器（ＰＴ）を用いてい
るが、変圧器（ＰＴ）の代わりに、抵抗比がＮ−１：１
の抵抗を直列に接続して構成することにより、ＶＮを取
り出してもよい。

２、先の実施例では、前記位相差検出手段（６）をトラ
ンス（Ｔ２）の二次側に介装して前記固定子（３）のう
ち、領域（Ａ）における位相差を検出しているが、前記
位相検出手段（６）はトランス（ＴＩ）の二次側に介装
して、領域ＣＢ）における位相差を検出してもよく、さ
らには、両方のトランス（Ｔｌ）、　（Ｔ２）にそれぞ
れ介装してもよい。

３、先の実施例では、前記位相比較器（ＰＣ）に電圧Ｖ
Ｎ、ＶＰを：ｌ　ンハＬ／　−タ（ＣＯＭＩ）、　（Ｃ
０Ｍ２）を介して入力しているが、電圧ＶＮの代わりに
、前記圧電体（１）への印加電圧Ｖをコンパレータ（Ｃ
ＯＭＩ）を介して入力してもよい。

４６　　先の実施例では、固定子を振動子として構成し
てある回転型の超音波モータについて説明したが、超音
波モータとしては、回転子を振動子としたものや、リニ
ア型であってもよい さらに、異なる振動方向を持つ二つの振動を組み合わせ
ることにより、質点の運動軌跡を制御する複合振動子型
の超音波モータであってもよく、この場合には、前記電
圧ＶＮ。

■、の位相差を９０°に維持することで、最も安定、且
つ、効率のよい駆動が可能となる。

尚、特許請求の範囲の項に図面との対照を便利にする為
に符号を記すが、該記入により本発明は添付図面の構造
に限定されるものではない。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明に係る超音波モータの駆動制御装置の実施
例を示し、第１図は回路図、第２図（イ）及び（［７）
は超音波モータの構成図、第３図は位相比較器の出力特
性図、第４図は電圧制御発振器の出力特性図、第５図は
圧電振動子系の等価回路図、第６図は超音波モータの等
価回路図、第７図は位相差検出手段の回路図である。 （１）・・・・・・圧電体、（２）・・・・・・弾性体
、（３′）・・・・・・振動子、（５）・・・・・・電
源供給手段、（６）・・・・・・状態量検出手段、（６
ａ）・・・・・・印加電圧検出手段、（６ｂ）・・・・
・・通電電流検出手段、（６ｃ）・・・・・・演算手段
、（Ｍ）・・・・・・超音波モータ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. １．圧電体（１）と弾性体（２）とからなる駆動用の振
   動子（３’）を有する超音波モータ（Ｍ）に対し、前記
   圧電体（１）に高周波電力を供給する電源供給手段（５
   ）と、前記振動子（３’）の振動状態を検出する状態量
   検出手段（６）とを設けてある超音波モータの駆動制御
   装置であって、前記状態量検出手段（６）を構成するに
   、前記圧電体（１）への印加電圧を検出する印加電圧検
   出手段（６ａ）と、 通電電流を検出する通電電流検出手段（６ｂ）と、 前記印加電圧検出手段（６ａ）及び前記通電電流検出手
   段（６ｂ）の出力信号から、前記振動子（３’）の共振
   周波数と前記印加電圧の周波数とのずれ量を出力する演
   算手段（６ｃ）と を設けてある超音波モータの駆動制御装置。
2. ２．前記印加電圧検出手段（６ａ）は、前記印加電圧を
   Ｎ：１に降圧して検出する降圧回路を含み、前記通電電
   流検出手段（６ｂ）は、巻数比１：Ｐの変流器とその二
   次側に接続の容量Ｃのコンデンサを含み、それら定数を
   前記圧電体（１）の静電容量Ｃ＿ｄに対して、 Ｃ＿ｄ＝Ｃ・Ｐ／Ｎの関係に設定してある 請求項１記載の超音波モータの駆動制御装置。