JPH0366868B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はFSK信号の零交差点の間隔をカウン
タで測定し、その数値（FSK信号の周期の２分
の１に対応する）により原２値信号を復調するカ
ウンタ方式のFSK復調回路に関するものであり
その目的は変復調回路のICIチツプ化を可能にす
ることおよび、FSK信号から復調するときの
Ｓ／Ｎ比を向上し、高精度な間隔をすることにあ
る。

一般的にデータ通信に用いられる方式の１つに
FSK通信方式がある。これはデイジタル２値信
号「１」「０」のそれぞれに対して異なつた周波
数の正弦波を対応させて送受信を行なう、いわゆ
る周波数変復調方式に属するもので音響カプラ、
低速モデム等に使われている。第１図に例を示
す。第１図Ａがデイジタル２値信号、Ｂが変調信
号である。FSK通信方式の復調回路としては従
来周波数弁別方式、PLL方式等のアナログ的な
手法が採られていたが、個別部品の数や調整箇所
が多く、小型化、長期安定性、低価格化が困難で
あつた。これに対して、FSK信号の零交差点の
間隔（変調波の周期の1/2に対応する）カウンタ
で測定し、その値の大小により原２値信号を復調
するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方式に
よる復調回路は大部分がデイタル回路であるた
め、集積回路化による小型化、特に変調回路をも
デイジタル回路で実現することにより、変復調装
置のICIチツプ化を可能とし、またこれに伴ない、
信頼性の向上、低価格化、低消費電力化を実現す
ることができる。

しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交
差点の変動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復
調においては符号歪が増大したり、さらには復調
不能（誤つた復調を行なう）になるといつた欠点
を有している。これを改善する方法としてＮ個の
カウンタを用い、それぞれのカウンタのスター
ト、ストツプを１零交差点ずつずらし、各カウン
タにそれぞれ連続したＮ区間の零交差点間隔を測
定させるという方法が考えられる。これはＮ区間
の零交差点間隔を測定した場合と、１区間の零交
差点間隔を測定した場合の零交差点の変動による
誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ倍の間隔を測
定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ比は当
然Ｎ倍になることを用いたものである。

本発明は、このようなＮ個のカウンタを用いる
ことによりノイズレベルの大きな信号の復調を可
能とするFSK復調回路を提供するものである。

以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行な
う。まずカウンタ方式について説明する。第３図
は一般的なカウンタ方式のFSK復調装置のブロ
ツク図であり、第４図は第３図の中の復調回路５
の部分をさらに詳しく説明した図である。第２図
に第３図および第４図の各点の信号波形を示す。
第２図Ａが原２値信号でありこれが送信側で
FSK変調され、回線を通して送られる。受信
FSK信号６は受信アンプ１で振幅がクリツプレ
ベルを越えない範囲で増幅された後バンドバスフ
イルタ２でFSK信号の変調周波数帯域のみ選択
され、オペアンプ等の飽和を避けるためリミツタ
３により振幅制限されコンパレータ４によりデイ
ジタル２値信号８に変換される。バンドバスフイ
ルタ２の出力７およびコンパレータ４の出力８の
波形は第２図Ｂ，Ｃのようになる。コンパレータ
出力８は復調回路５で復調され復調信号９（第２
図Ｅ）が得られる。復調回路５を第４図でさらに
詳しく説明すると、コンパレータ出力８は制御回
路１１の中の微分回路で微分され第２図Ｄの零交
差信号に変換される。この零交差信号はバンドバ
スフイルタ出力（第２図Ｂ）がレベル０を交差し
たときに発生し、したがつて、この零交差信号の
間隔を測定することにより変調波形の周波数が求
められ、その数値より原２値信号が「１」である
「０」であるか判定できる。この零交差点間隔を
測定するのが零交差カウンタ１２である。復調出
力判定回路１３には２種類のFSK変調波の周波
数の中間周波数の間期の２分の１に対応した値
（以下スレシホールド周期と呼ぶことにする。実
際のスレシホールドはフイルタや回線の影響など
も考えて実験的に定める）がセツトされており、
カウンタ１２の出力１８とスレシホールド周期と
の大小関係により判定回路１３は「１」「０」を
判定し、復調出力１９は復調出力FF１４に取り
込まれ、次の零交差点間隔が測定されるまで保持
される。すなわち復調回路の出力９は零交差間隔
測定中は一定値を保ち零交差点においてのみ変化
し得るわけである。カウンタのクロツク１６はク
ロツク発生回路１０より得られ、この信号は又制
御回路１１にも導びかれ、制御信号はクロツク信
号に同期している。カウンタの測定を開始するた
めのリセツト信号１７及び測定したカウント値よ
り得られた復調信号をFF１４に取り込むための
ラツチ信号１５はコンパレータ出力８の微分信号
（第２図Ｄ）をもとに作られている。

以上のようにカウンタ方式はデイジタル処理に
より復調を行なうため、IC化が容易であり、無
調整化され長期的な変動も生じない。しかしカウ
ンタ方式はノイズによる零交差点の変動に敏感で
あり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調が困難である
という欠点を有している。例えば第２図のＤの中
の零交差点の１つｕ点がノイズで右にdtずれたと
すると、T20はT20＋dtに、T21は21−dtになり、
dtの大きさによつてはT20−dtがスレシホールド
周期より小さくなり、第２図Ｆのような誤つた復
調が行われることがある。

これを解決するために本発明のFSK復調回路
は零交差点間隔測定カウンタをＮ個（Ｎ≧２）用
いる。第５図は第４図を改良した構成例であり、
Ｎ＝４として本発明の原理を説明するための図で
ある。１１２，１１３，１１４，１１５はすべて
同一の零交差点間隔測定カウンタであるが、零交
差点間隔４区間を測定する点がカウンタ１２と異
なり、又各カウンタはそれぞれ１零交差点ずつ遅
れて測定を開始する。すなわち第２図Ｄにおい
て、カウンタ１１２はａ点より、１１３はｂ点よ
り、１１４はｃ点より、１１４はｄ点より、測定
を開始し、４区間測定する。（カウンタ１１２は
CNT１と記した間隔を測定し、１１３はCNT
２、１１４はCNT３、１１５はCNT４の区間を
それぞれ測定する。）１１６はマルチプレクサで
あり、４つのカウンタの出力１２２〜１２５の中
の測定が完了したカウンタの出力を順次選択して
いる。カウンタの測定開始及びカウンタ出力の選
択は制御回路１１１より出されるリセツト信号１
１７〜１２０と選択信号１２１により制御され
る。第２図Ｄのｕ点が右にdtずれた先ほどの例を
再び取り上げる。第５図では各カウンタはそれぞ
れ零交差間隔４区間の平均を測定していると考え
られるので、dtの変動に対し、測定値は（T16＋
T17＋T18＋T19）／４→（T17＋T18＋T19＋
T20＋dt）／４→（T18＋T19＋T20＋T21）／
４→（T19＋T20＋T21＋T22）／４→（T20＋
T21＋T22＋T23）／４→（T21−dt＋T22＋T23
＋T24）／４となり、誤差はdt／４に減少する。
すなわち、第４図の回路に比べてＳ／Ｎが４倍向
上する。一般にカウンタをＮ個用いればＳ／Ｎ比
はＮ倍向上することになり、カウンタ方式のノイ
ズに対する弱点は上記の方法により解消される。

しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体
に起因する大きな欠点が存在する。それは復調出
力が変化し得るのが零交差点に限られているため
単点歪が大きくなるという欠点である。第６図で
これを説明する。なお説明においては零交差間隔
測定カウンタは１個の場合を考える。単点歪に関
してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個のカウン
タを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図Ａを送信側の原２値信号
とする。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとす
ると原２値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂ
となる。第６図Ｂは原２値信号Ａが変調され回線
を通して受信されたFSK信号であり、Ｃはその
零交差点信号である。第２図Ｄは零交差間隔の値
とスレシホールド周期との大小の比較によつて得
られた復調信号であり、原２値信号のＴの部分に
Teが対応する。零交差点ｂからｃまでの時間T2
はスレシホール周期より小さくT2に対する復調
出力としてｃ点で０を出力する。同様にT3に対
する復調出力としてｄ点で１を出力し、T7に対
する復調出力１をｈ点で出力し、T8に対する復
調出力０をｉ点で出力する。このように復調出力
の変化が零交差点に限定されているため、原２値
信号の変化点から復調出力の変化点までの遅延時
間が一定でなく復調出力の１ビツトの時間長が変
化してしまう。第６図の例では０から１への変化
点ｘに対し、復調出力は△ｘ遅れてｄ点で変化し
１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ遅
れてｉ点で変化し、Ｔ＝Ｔ＋（△ｙ−△ｘ）とな
る。Teの最大値、最小値をTemax・Teminとし
たとき、（Temax−Ｔ）／Ｔ、および（Temin−
Ｔ）／Ｔを単点歪とよぶが、この単点歪が大きい
という点がカウンタ方式のもう１つの欠点であつ
た。

第７図は第６図の実施例における問題を更に改
良した構成例である。復調出力に遅延をかけるた
めの遅延補償回路を設け、原２値信号の変化点か
ら復調出力の出力変化点までの遅延時間のバラツ
キを小さくすることにより、第６図の（△ｙ−△
ｘ）を０に近づけ単点歪を小さくするという方法
であり、第６図Ｅが遅延のかけられた理想的な復
調出力である。原２値信号の変化点から復調出力
の変化点までの一定遅延量Ｄは第６図Ｄのあらゆ
る場合の△ｘ（△ｙ）の最大値として定められる。
各零交差点においては１点前の零交差点からの零
交差間隔が測定され、スレシホールド周期との大
小関係の比較により復調信号が得られるが、この
復調信号が１点前の零交差点からの零交差間隔が
測定され、スレシホールド周期との大小関係の比
較により復調信号が得られるが、この復調信号が
１点前の零交差点における出力と異なる場合に
は、すなわち０から１又は１から０と変化する場
合には、復調信号は零交差点においてすぐに出力
されるではなく、適当な遅延がかけられた後出力
される。復調信号の反転する零交差点、例えばｄ
点においてかけられる遅延量は原２値信号の変換
点ｘを予測し、ｘからｄまでの遅延時間△ｘを一
定遅延量Ｄより差し引いた値（Ｄ−△ｘ）として
求められる。原２値信号の変化予測点ｘからｄ点
までの時間△ｘはｘからｃ点までの時間△xcと
ｃ点からｄ点までの時間△cdの和であり、△ｘ
＝△xc＋△cd。

ここで△cd＝T3であり、又△xcはT2とT3の
値および回線バンドバスフイルタの特性等により
定まる。従つて回線、バンドバスフイルタ等の特
性を実験で測定しておけば、T2およびT3の値か
ら△ｘが求められ、補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−△ｘと
なる。

以上述べた原理によるFSK復調回路が第７図
である。制御回路１１１、零交差間隔測定カウン
タ１１２〜１１５、マルチプレクサ１１６は第５
図と同じである。２０１，２１２はレジスタであ
り、そのクロツク１５は零交差信号より得られ
る。従つて２０１は現時点の零交差点における零
交差間隔測定値を格納し、２０２は１点前の零交
差点における測定値を格納している。１３は復調
出力判定回路で、レジスタ２０１の出力から復調
信号１９を作り出し、復調信号１９は復調出力
FF１４のＤ入力端子に導びかれている。復調信
号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復調
信号はすぐにはFF１４に取り込まれず、２０１，
２０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から
定まる遅延時間だけ遅延補償回路２０３で遅延さ
せられた後、ラツチパルス２０６によりFF１４
に取り込まれる。遅延補償回路２０３はレジスタ
出力２０４，２０５を入力とし、遅延時間を出力
とするROMを用いると簡単に構成できる。

以上のように復調信号に適当な遅延をかけて出
力することにより、第７図のFSK復調回路は単
点歪の非常に小さな復調出力を得ることができ
る。

本発明は、このような第７図の構成例を更に改
良したものであり、第８図に本発明のFSK復調
回路の実施例を示す。第８図は第７図の零交差間
隔測定カウンタ１１２〜１１５をプリセツタブル
カウンタ３０２〜３０５で置き換え、スレシホー
ルド周期の２の補数を格納したメモリ３０１の出
力値をカウンタ３０２〜３０５にそれぞれの測定
開始時にプリセツトするようにした復調回路であ
る。その利点は、 １ スレシホールド周期格納メモリの数値を多少
変化させつつ復調出力テストすることにより、
最適なスレシホールド周期を簡単に求められ
る。

２ スレシホールド周期格納メモリ３０１及び遅
延補償回路２０３の中の遅延量を格納してメモ
リの内容を変えるだけで他の部分はそのままで
任意の周波数のFSK信号に対する復調回路が
構成できる。

３ スレシホールド周期はカウンタの測定値から
２値を判定する際の基準となる判定基準値であ
り、その２の補数は判定基準値をＡとしたとき
の−Ａに相当するため、カウンタ３０２〜３０
５の出力は零交差間隔測定値から判定基準値を
差し引いた差分の値であるためレジスタ２０
１，２０２のビツト数は少なく、従つて遅延補
償回路２０３の中の遅延量格納メモリを小さく
てすむ。又レジスタ２０１のMSB（most
sognificant bit）が復調信号であるため復調出
力判定回路１３は実際には不要となる。以上の
３点である。

又本発明における第８図のFSK復調回路にお
いて、スレシホールド周期格納メモリ３０１及び
遅延補償回路２０３内の遅延量格納メモリを
PROM（programableread only memory）で構
成することにより、汎用FSK復調回路が構成で
きる。これは特に本発明によるFSK復調回路を
１チツプIC化した場合有効であり、PROM部の
書き換えにより、１個のICを任意の周波数の
FSK復調回路として用いることができる。

さらに又、上記のメモリをRAM（Random
access mamory）で構成し、RAMの内容を決定
するための最適数値決定回路を設け、FSK信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形か
ら最適数値決定回路により、RAMに格納すべき
数値を決定し、格納する機構を設けることによ
り、完全な汎用FSK復調回路がが構成でき、１
チツプIC化に特に有効である。テスト波形から
は使用周波数のほかに回線の特性なども測定する
ことにより、スレシホールド周期および遅延量が
その時点の通信状態において最適に設定され、高
性能の復調が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ，Ｂは原２値信号とFSK信号の関係
を表わす図である。第２図はＡ〜ＦはFSK信号
の復調例、および復調回路の各部の波形を示した
図である。第３図はカウント方式によるFSK復
調装置のブロツク図である。第４図は第３図の復
調装置の中の復調回路５の部分の従来の回路構成
図である。第５図はノイズに対する対策を施した
FSK復調回路の構成図である。第６図Ａ〜Ｅは
本発明のFSK復調回路において単点歪を小とす
るための原理を説明するための図である。第７図
は単点歪を小としたFSK復調回路の構成例を示
す図である。第８図は本発明によるFSK復調回
路の実施例を示す図である。 １……受信アンプ、２……バンドバスフイル
タ、３……リミツタ、４……コンパレータ、５…
…復調回路、１０……クロツク発生回路、１１…
…制御回路、１２……零交差間隔測定カウンタ、
１３……復調出力判定回路、１４……復調出力
FF、１１１……制御回路、１１２〜１１５……
零交差間隔測定カウンタ、１１６……マルチプレ
クサ、２０１……新零交差間隔格納レジスタ、２
０２……旧零交差間隔格納レジスタ、２０３……
遅延補償回路、３０１……スレシホールド周期格
納メモリ、３０２〜３０５……零交差間隔測定プ
リセツタブルカウンタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 原２値信号に対応して変調された２種類の周
   波数の信号の系列より成るFSK信号より、零交
   差点を検出する検出回路と、該検出回路により検
   出された連続するＮ＋１個（Ｎ≧２）の前記零交
   差点の間に形成される零交差間隔Ｎ区間を測定す
   るプリセツト可能な複数の零交差間隔測定カウン
   タと、該零交差間隔測定カウンタが測定する零交
   差間隔Ｎ区間の測定値から２値信号を判定する基
   準となる判定基準値の２の補数を格納するメモリ
   と、前記検出回路による前記零交差点の検出に応
   じて前記複数の零交差間隔測定カウンタに前記判
   定基準値の２の補数を順次プリセツトして測定を
   開始させると共に測定の完了した前記零交差間隔
   測定カウンタの出力を順次選択する制御回路と、
   選択された前記零交差間隔測定カウンタの出力か
   ら得られた２値信号を保持すると共に該２値信号
   を前記原２値信号の復調出力とする復調出力保持
   回路とを具備することを特徴とするFSK復調回
   路。