JPH0368581B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は、固定局と複数移動局または移動局相
互がHF（短波）回線によつてデータ伝送を行う
場合のダイバーシテイ受信の同期補正方式に関す
るものである。

（従来の技術） 固定局と複数移動局または移動局相互間がHF
回線によつてデータ伝送を行う場合、従来はダイ
バーシテイ受信方式の受信側でその都合、時間，
場所などによつてモニターした上で最適とみなし
た受信系を選んで受信を行つているが、HF回線
特有のフエージング，マルチパルス等の雑音によ
つて同期がずれ、同期位相の補正を行つても同期
のずれに追従する有効な方法がないため誤りのデ
ータが多く符号歪も大きいため、連続して良品質
のデータを受信することが困難であつた。また、
Ｓ／Ｎを検出してビツト同期をとつても、データ
受信中に混信が著しい時にはビツト同期誤りを生
じ、文字（フレーム）同期もずれて、以後のデー
タが全てエラーとなつて出力されるため、良好な
受信状態を続けることが困難であつた。

（発明の目的） 本発明の目的は、上述のような欠点を除くた
め、自動的にＳ／Ｎの良好な受信系を選び、HF
回線特有のフエージング，マルチパス等の雑音に
よる同期ずれや同期補正の乱れを追従補正するこ
とにより連続して良好な回線品質を確保した受信
データ検出方式を提供することにある。

（発明の構成と動作） 本発明は、HF回線によつてデータ伝送を行う
場合、受信側の移動局が地理的にどのように散在
していても、複数波中の最適１波を選択して偏波
面入射角・スペースダイバーシテイの受信方式で
常にビツト単位に複数受信系のＳ／Ｎを比較して
良い方の受信系を選んでデータを出力し、かつ良
好な受信系側のビツト同期追従補正を可能にし
て、ビツト誤り率を改善するとともにHF回線で
発生するフエージング，マルチパス等による雑音
障害を防止し、しかも短時間の雑音発生に対して
も有効なビツト同期の受信データを検出し、さら
にデータ受信中に混信が著しくビツト同期誤りを
生じ文字（フレーム）同期がずれても、手動介入
によつて簡単に正常状態にもどし、かつ、無信号
時にも同期をとつておいて不在者通信を可能にす
ることを特徴とするものである。しかもこの方式
はいかなる変復調方式の受信装置にも適用でき、
特に広に地域の複数移動局に対して連続して良品
質回線を確保してデータ受信が行われることを実
現したものである。

以下図面により本発明を詳細に説明する。

第１図は、本発明を適用しようとする固定局Ａ
と移動局B₁，B₂，B₃……B_oがHF帯の無線周波
₁，₂……_oにてデイジタルデータを送受信する
場合、第２図は移動局B₁，B₁，B₁，B₄……B_oが
相互に同様の送受信を行う場合の通信系の系統図
である。

第３図は固定局あるいは移動局の送信側ハード
ウエア構成例で、３１はコンピユータ又はテレタ
イプライタ等の送信端末、３２は送信端末３１か
らのデイジタル符号を無線周波で送信するための
変調器（MOD）で、送信機TX，アンテナ３３
により送信される。通常FSK（周波数偏移）又は
PSK（位相偏移）変調方式が採用され、かつ、伝
送路途中での混信，マルチパス，フエージング等
による影響を避けるために、伝送帯域内に１チヤ
ネル当りの変調速度が100〜150bps（bit／ｓ）程
度の複数のサブチヤネルを設ける。

第４図は受信系の系統図で、１は１台のアンテ
ナ４１と受信機RXで受信する場合、２は本発明
を適用する２系統のアンテナ４４，４５と受信機
RX₁，RX₂を設けた偏波面入射角・スペースダイ
バーシテイ受信方式によるブロツク図である。１
の４２は受信信号を復調検波する復調器DEM、
４３はコンピユータ，プリンタ等の受信端末であ
る。２の受信機RX₁，RX₂の出力は、復調器
DEM４６に入力される。この場合、RX₁とRX₂
のどちらの受信系が良好かを受信データのビツト
単位にＳ／Ｎを比較検出して受信系を切替え、受
信端末４７へ出力する。データ伝送の変復調方式
には各種の方式があるが、以下FSK方式の場合
について説明する。

第５図は、本発明の第１の実施例として第４図
２の復調器４６の詳細を示すもので、無線周波
₁，₂……_oのそれぞれの伝送帯域の中にサブチ
ヤネルを１チヤネルだけ割当てられた場合のダイ
バーシテイ受信方式によるFSK変調波の受信復
調検波回路の構成例図を示す。アンテナ５１と受
信機RX₁に接続されたサブチヤネルCH１の復調
部、アンテナ５２と受信機RX₂に接続されたサブ
チヤネルCH２１の復調部、及び２つの受信系
RX₁，RX₂に共通な同期回路部から構成されてい
る。

第７図は、本発明の第２の実施例として第４図
２の復調器４６の詳細を示すもので、第６図に示
す伝送帯域Δの中に複数のサブチヤネルCH１
（₁₀）〜CHn（_1o）を配置し、各サブチヤネルご
とに100〜150bpsのFSK変調されたマルチチヤネ
ルのデータを受信復調するための受信復調検波回
路の構成例図である。

第８図はFSK変調波のサブチヤネル当りの信
号スペクトラムで、縦軸はレベルの高さを示し、
_01nはマーク周波数、_01sはスペース周波数であ
る。入力される２進デイジタル信号によつて変調
器はマーク，スペースの周波数に変換して変調信
号を作り出す。₀₁は_01nと_01sの中心周波数で、
受信側のＳ／Ｎが悪化すれば_01nと_01s共通の雑
音領域にある₀₁成分が増加し、スペクトラムは
第８図の１から２のように変化する。従つて受信
側ではＳ／Ｎの判定に_01nと_01sの信号成分Ｓと
₀₁の雑音成分Ｎの差を積分しＳ／Ｎ信号として
用いる。このＳ／Ｎ信号によりビツト単位のダイ
バーシテイ切替及びビツト同期補正を行うか否か
の同期制御を行う。但し、雑音による誤動作を防
止するためＳ／Ｎ信号の値が一定値以上のときの
みビツト同期補正をするものとする。

本発明の第１の実施例として伝送帯域Δの中
にサブチヤネルとして１チヤネルのみを設定した
低速FSKデータ伝送の受信装置の構成と動作を
第５図によつて詳しく説明する。

第５図の受信機RX₁にはCH１の１チヤネルの
復調検波回路が接続されており、ダイバーシテイ
受信のもう一方の受信機RX₂にはCH２１の１チ
ヤネルの復調検波回路が接続されている。CH２
１の復調検波回路はCH１と同様の回路構成を有
するので詳細図は省略する。RX₁受信系の５３は
共通増幅器、５４，５５，５６はそれぞれマーク
周波数_01n，中心周波数₀₁，スペース周波数_01s
の各成分を取り出す帯域フイルタである。伝送帯
域Δの中に１チヤネルのみの低速データ伝送の
場合、HF回線のフエージング幅を考え中心周波
数₀₁に対し一例として±200Hz程度のシフト幅で
マーク周波数_01n，スペース周波数_01sが設定さ
れる。この場合のマーク周波数_01n，スペース周
波数_01sを取り出す帯域フイルタの帯域幅Δm，
Δsは、それぞれ約50〜75Hz程度にとる。５７，
５８，５９は増幅器、５０１，５０２，５０３は
ダイオード検波器で、ここで入力は直流成分に変
換され、それぞれマーク信号，中心周波数成分，
スペーース信号の検波出力が得られる。５０４は
差動増幅器で、マーク，スペース信号成分を取り
出し増幅器５０５を経て積分器５０６に送られ、
ここで信号成分を１ビツトずつ積分する。５０７
はサンプリング回路で、積分器５０６からの信号
を検出する役目をもつている。また５０８はマー
ク，スペース両信号_01n，_01sの加算器で、この
加算器５０８の出力（信号成分）と中心周波数
₀₁のダイオード検波器５０２の出力（雑音成分）
との差を加算器５０９でとり、これをＳ／Ｎ信号
成分として増幅器５１０にて増幅後、積分器５１
１にて１ビツトずつのＳ／Ｎ信号を積分し、サン
プリング回路５１２によつてＳ／Ｎ信号を取り出
す。５１３は比較回路で、サンプリング回路５１
２からのRX₁受信系CH１のＳ／Ｎ信号と、RX₂
受信系CH２１のＳ／Ｎ信号を比較して良い方の
受信系を選択し、切替器５１４にＳ／Ｎの良い方
の受信系のデータ出力をビツト単位に切替信号と
して出力する。このようにビツト単位のＳ／Ｎ信
号を比較して受信系を切替えるダイバーシテイの
受信方式が実現できる。

RX₁，RX₂両受信系に共通して設けられた１つ
の同期回路には、水晶発振器５１６，分周器５１
７，タイミングパルス発生器５１８と、RX₁受信
系のCH１のサンプリング回路５０７の出力を受
けて微分する微分回路５１５、RX₂受信系のCH
２１の同様のサンプリング回路の出力を受けて微
分する微分回路５２０、及びそれぞれの微分回路
５１５，５２０から得られる変換点パルス１，２
のいずれかを選ぶ切替器５１９があり、選ばれた
変換点パルスがタイミングパルス発生器５１８を
動作させてクエンチパルスCK１，CK２１及びサ
ンプリングパルスCK２，CK２２を取り出す。こ
のクエンチパルスCK２，CK２１及びサンプリン
グパルスCK２，CK２２はそれぞれCH１，CH
２１の積分器、サンプリング回路に供給される。

次に本発明の第２の実施例として、第６図の伝
送帯域Δの中に複数のサブチヤネルCH１（₁₀）
〜CHn（_1o）を配置しサブチヤネル毎に復調検波
回路をもつ低速FSKデータ伝送の受信装置を第
７図によつて詳しく説明する。第７図の受信機
RX₁には受信データをサブチヤネル毎に分配する
分配器７２１を介してCH１〜CH_oの各サブチヤ
ネルの復調検波回路が分岐接続されており、ダイ
バーシテイ受信のもう一方の受信機RX₂には同様
に分配器７２２を介してCH２１〜CH２_oの各サ
ブチヤネルの復調検波回路が分岐接続されてい
る。各サブチヤネルの復調検波回路の構成と動作
は、第５図の第１の実施例の場合と同様である
が、RX₁，RX₂の両受信系のＳ／Ｎ信号によるダ
イバーシテイ判定は、それぞれの受信系のサブチ
ヤネルの内１つのサブチヤネル、例えばCH１と
CH２１を選び受信データのビツト単位でＳ／Ｎ
信号を比較回路７１３で比較し、良い方の受信系
を選択し切替器７１４で切替えて出力信号を取り
出している。サブチヤネルの設定として例えば伝
送帯域Δ＝3kHzの中に110Hz間隔で16チヤネル
（ｎ＝15）のサブチヤネルを設けるときは、各サ
ブチヤネルの中心周波数_1o（但しｎ＝０〜15）に
対して±45.5Hzのシフト幅でマーク，スペース周
波数が決められ、これらの帯域フイルタ７４，７
５，７６の帯域幅はそれぞれ約_1o±10Hz程度に
とる。

CH１，CH２１の積分器、サンプリング回路
に供給するクエンチパルスCK１，CK２１及びサ
ンプリングパルスCK２，CK２２は、第５図の場
合と同様に微分回路７１５，７２０、切替器７１
９及び水晶発振器７１６，分周器７１７，タイミ
ングパルス発生器７１８からなる同期回路部分か
らとり出される。７２３，７２４はCH１〜CH_o
及びCH２１〜CH２_oのサブチヤネル毎に復調検
波されたデイジタル信号を切替器７１４に並直列
変換して出力するための符号処理回路である。

第９図は、第５図及び第７図の実施例について
の受信データのタイムチヤートであるが、動作は
いずれの実施例の場合も同じなので第５図の場合
について説明する。図中の１と２は２つの受信系
RX１，RX₂で同時にそれぞれ受信したサブチヤ
ネルの復調検波出力波形で１はRX₁受信系の差動
増幅器５０４の出力、２はRX₂受信系の同様の回
路出力で１ビツト長をＴとすればサブチヤネル当
りのシンボルレートが75bpsの場合Ｔ＝1/75
13.3ms（50bpsでは20ms）となる。３はRX₁受信
系の受信データを積分器５０６で積分した後の波
形、４はＳ／Ｎ信号を積分器５１１で積分した後
の波形である。また７，８はRX₂受信系の同じ積
分器の出力波形である。この積分時間及び３の積
分結果からデータの“１”，“０”をサンプルトリ
ガするクロツクについてはRX₁，RX₂の受信系毎
にビツト単位で同期がとれていることが本発明の
重要な特徴の一つである。すなわち５は１ビツト
当りの積分時間を決定するためのクエンチパルス
CK１で、６は１ビツト毎に“１”，“０”の符号
検出またはＳ／Ｎを判定するために用いるサンプ
リングパルスCK２である。なおRX₂受信系では
CK１はCK２１、CK２はCK２２に相当する。

９はサンプリング回路５０７から取出された
RX₁受信系のCH１のデータ信号波形で、出力デ
ータとして切替器５１４に入力されると同時に同
期補正に用いるために微分回路５１５に入力され
る。１０は微分回路５１５から得られた変換点パ
ルス１の波形であり切替器５１９に入力される。
RX₂受信系もRX₁受信系と同様にしてCH２１の
データ信号の積分器出力波形７がサンプリング回
路を経て９に相当する波形となつてCH２１デー
タとして切替器５１４に入力されると当時に微分
回路５２０にも入力され、１０の波形に相当する
変換点パルス２を取出して切替器５１９に入力さ
れる。切替器５１９で選ばれたＳ／Ｎの良い方の
変換点パルスは前に説明したように同期回路のタ
イミングパルス発生器５１８を作動させクエンチ
パルスCK１，CKK２１とサンプリングパルス
CK２，CK２２を作り出す。すなわち受信した検
波出力データ信号９からビツトの変換点を抽出
し、第９図５のクエンチパルスCK１と６のサン
プリングパルスCK２の位相補正を常時RX₁，
RX₂の受信系毎に実施するもので、第５図のCK
１，CK２，CK２１，CK２２がこれに相当する。
RX₁とRX₂のどちらのビツトを採用するかは、前
述のように両受信系のＳ／Ｎ信号を比較回路５１
３で判定し、その結果の切替選択信号にてビツト
毎に切替器５１４を作動させ、どちらかの受信系
のデータ信号を出力させる。これらをさらに詳し
く次に説明する。

第９図の４と８で示した各受信系のＳ／Ｎ積分
出力をサンプリング回路５１２でサンプリングク
ロツクのタイミングでサンプリングして出力さ
せ、Ｓ／Ｎ比較回路５１３で比較判定し、その良
好な方の受信系の出力を選択出力とするための切
替信号を切替器５１４に送る。一方微分回路５１
５，５２０からの変換点パルスによるクロツク系
の位相修正も、ビツト毎にＳ／Ｎの良好な系によ
つてビツト同期が行われるように、切替器５１９
においてＳ／Ｎ良好な系の変換点パルスを選択出
力してビツト位相補正が行われる。このように
RX₁，RX₂両受信系に共通する１つのビツト同期
回路を設けてダイバーシテイ受信によつてビツト
単位に出力を切替えても、ビツト幅の差は小さく
符号歪も少ないため、回路構成上きわめて経済的
である。

次に、本発明の大きな特徴であるビツト同期補
正について説明する。

本発明のビツト同期補正は、受信入力信号を復
調検波した後のデータ符号を微分回路を通すこと
によつて、データが“１”から“０”，又は“０”
から“１”に変わるの際の変換点（ビツトの区切
り）パルスを抽出し、その変換点パルスを基準と
して受信側のクロツクパルスの位相補正を行うと
いう方法を提供するものである。

受信側のクロツクパルスは原振の水晶発振器５
１６の出力を分周器５１７で分周して得られる。
例えば、サブチヤネルの伝送速度が75bpsの場合
は75Hz（周期Ｔ＝1/75＝13.3ms）、50bpsの場合
は50Hz（Ｗ＝20ms）である。このクロツクパル
スは、最終的には前述の積分時間を決定するクエ
ンチパルスCK１，CK２１、及びデータとＳ／Ｎ
信号をサンプル検出する（１，０の判定）サンプ
リングパルスCK２，CK２２となり、その位相タ
イミングは変換点パルスによりビツト毎に補正さ
れる。

また変換点パルスと受信側の同期用クロツクの
進み，遅れの位相関係が大きくずれている場合と
僅かの場合があるが、前者の場合には粗調補正、
すなわち受信側の同期用クロツクの引込み幅（又
は補正幅）を大きくし（本発明では例として１変
換点パルスで75bpsの時0.833ms、50bpsの時
1.25msの補正）、後者の場合には逆に微調補正す
なわち補正幅を小さく（粗調時の1/2⁴すなわち
75bpsで0.052ms、50bpsで0.078msの補正幅）す
る。従つて、受信側の同期用クロツク（45bpsで
は75Hz、50bpsでは50Hz）に対して、受信データ
符号から抽出した変換点パルスの位相が進んでい
るか、遅れているかを判定すると同時にこの位相
進み／遅れ幅がどの程度か（粗調領域か微調領域
か）によつて以後の位相補正処理が行われる。

第１０図は、同期用クロツクに対し、変換点パ
ルスがどのような条件にあるかによつて、位相補
正の同期用クロツクの処理方法をまとめたもので
ある。このように粗調／微調の切替は、ある時は
補正速度を上げ、またある時は補正速度を減少さ
せて位相遅れ／進み補正を行うことにより常に早
く正確なタイミングで受信データ検出を実施する
ことができる。

またＳ／Ｎが悪く雑音成分が大きい時、雑音の
変換点が抽出されて位相補正を行うという誤動作
を防止するため、Ｓ／Ｎが規定値以下のときは位
相補正が行われないように設定されている。

通常は、最初に受信データが入力すると粗調動
作によつて速く位相補正を行い、一旦同期引込み
がある程度行われると以後は微調動作による安定
した同期補正になる。またこのように安定した位
相補正を行うために、粗調同期補正については受
信データからの変換点パルスが１〜２個程度到来
してもすぐに微調から粗調動作に移らないで微調
動作を続け、いくつか連続して粗調用の変換点パ
ルスが来た時のみ粗調動作を始め、微調引込みの
領域まで追い込んでいくように考慮されている。
以下受信データ伝送速度が75bpsの場合について
説明する。但し（ ）内は50bpsの場合の数値を
示す。

第１１図は、受信データ符号と受信側の同期用
クロツクの位相のずれと補正について説明するた
めのタイムチヤートを示す。１１はサンプリング
回路５０７または７０７の出力で、到来受信デー
タ符号が〔01011010……〕の場合の符号配列であ
る。１２はこれを微分回路５１５，５２０、また
は７１５，７２０で微分した後のビツトの変換点
パルスP₁〜P₆である。１３，１４，１５は同期
用クロツク周波数に対して、１３は変換点パルス
がt₁だけ進んでいる場合、１４は位相の遅れ，進
みが理想的に０の時、１５は変換点パルスがt₂だ
け遅れていることを示すものである。また、Ａ，
Ｂ，Ｃは変換点パルスP₃に対して、同期用クロ
ツクの位相のずれがどのスリツト（領域）にある
かを示すもので、Ｂは微調領域、Ａ，Ｃは粗調領
域と判定して以後の位相補正が行われる。第１１
図の例では１３は微調引込み、１５は粗調引込み
となる。

第１２図は、第５図及び第７図のタイミングパ
ルス発生器５１８及び７１８のさらに詳しいブロ
ツク図で、本発明による位相補正と手動介入によ
るフレーム同期補正の動作を説明するための回路
ブロツク図を示す。

第１２図の１２１はタイミングパルスを作り出
すための原振の水晶発振器で、（第５図の５１６、
第７図の７１６に相当）2457.6kHz（1638.4kHz）
を発振し分周器１２２によつてタイミングパルス
を作り出し最終のビツト同期の安定度を確保す
る。分周器１２２は1/2⁷＝1/128分周をしのク
ロツク周波数は2457.6×1/2⁷＝19.2kHz（12.8kHz）
となる。切替器１２４、はの繰り返しクロツク
パルスが次の分周器１２５に入力する際に、微調
補正の進み検出の場合にはクロツクパルスを１個
付加する制御をし、又微調補正の遅れ検出の場合
にはクロツクパルスを１個消去する制御をして出
力する。このようにすれば次の分周器１２５以後
のクロツクパルスの位相が前者の場合には進み、
後者の場合には遅れる。（これは第１３図，第１
５図のタイムチヤートでさらに詳しく説明する） １２５は1/2⁴の分周器で、では19.2kHz×1/2
^４＝1.2kHz（800Hz）の繰り返し周波数となる。切
替器１２６は、切替器１２４と同様にクロツクパ
ルスを１個付加したり消去したりする機能をもつ
粗調用の回路である。

即ち、補正するためのパルス付加あるいは消去
を、繰り返し周波数の高い領域でする場合と低い
領域でする場合では最終の同期用クロツクの位相
補正の幅が異なり、前者は補正幅の少ない微調補
正、後者は補正幅の大きい粗調補正となる。１２
７は最終の75bps（50bps）ビツトタイミングパル
スを作り出すための分周器で、1/2⁴分周され、
にはビツト同期補正するための同期用クロツク75
Hz（50Hz）が出力される。

一方、ラインからはＳ／Ｎ検出後、規定値以
上の良好時のみ変換点パルスが到来し、進み検出
回路１２８，遅れ検出回路１２９に入力し、の
ラインから入力される同期用クロツクとの位相関
係を判定する。すなわち、第１１図１３，１５で
示した位相の進み、遅れのどちらの条件にあるか
を判定するもので、１３の条件では進み検出回路
１２８が作動し、パルス付加回路１２０１により
１パルスを付加して以後の分周器のクロツクパル
スの位相を進ませる。また、第１１図１５の条件
では遅れ検出回路１２９が作動し、パルス消去回
路１２０２により１パルスを消去し、以後の分周
器のクロツク周波数の位相を遅らせる。付加回路
１２０１，消去回路１２０２の出力は切替器１２
３で、粗調／微調判定回路１２０８からののラ
インを介して入力される制御信号によつて、微調
の場合は切替器１２４を経て分周器１２５へ、粗
調の場合は切替器１２６を経て分周器１２７へ入
力される。

次に粗調／微調の判定について説明する。１２
０３〜１２０８は、その判定を行うための回路構
成で、変換点パルスはラインを経て、オールカ
ウンタ１２０５、粗調スリツト１２０３および
粗調スリツト１２０４に入力される。同時にラ
インを経て入力される同期用クロツク75Hz（50
Hz）とつき合わせて第１１図で説明したように変
換点パルスP₃がＡのスリツトにある場合には
粗調スリツト１２０３を、Ｃのスリツトにある場
合には粗調スリツト１２０４を通過してそれぞ
れスリツトカウンタ１２０６，１２０７に入力さ
れる。オールカウンタ１２０５、スリツトカウン
タ１２０６，１２０７では、各々予めカウンタに
設定してある数までカウントされた時に制御信号
として，，のラインを経て粗調／微調判定
回路１２０８に出力され、粗調／微調のいずれに
該当するかを判定する。

従つて、同期用クロツク75Hz（50Hz）に対して
変換点パルスP₃がいかなる位置にあつてもオー
ルカウンタ１２０５はカウント作動をし、また第
１１図Ａの位置に変換点パルスP₃があればスリ
ツトカウンタ１２０６が、Ｃの位置にあればスリ
ツトカウンタ１２０７がカウント作動する。この
２つのスリツトカウンタ１２０６、または１２０
７のカウント数が多いと粗調判定となり、受信し
た変換点パルスに対して受信クロツク75Hz（50
Hz）の位相を大幅に進ませるか、遅らせる動作を
行う。２つのスリツトカウンタで同じ数だけ変換
点パルスをカウントした時は直ちに制御信号が出
てオールカウンタをリセツトするため変換点パル
スがＢの位置に集中してこない限り微調とはなら
ない。また、Ａ，Ｃのスリツトに変換点パルスが
１〜２個程度の時は２つのスリツトカウンタから
制御信号が出ないように設定されている。すなわ
ち、１度微調領域に入り込むとオールカウンタの
出力のみがセツトされ、それによつて粗調／微調
判定回路１２０８により３つのカウンタ１２０５
〜１２０７が再びリセツトされるため、微調の進
み／遅れ判定のみで位相補正され安定領域に入
る。

以上のような位相補正を行えば、データ受信開
始時には同期引込みが速くなされ、また混信等に
よる１〜２ビツトの誤つた受信データの変換点パ
ルスでは簡単に粗調作動をして大幅な同期補正を
行うことはない。また、連続データ受信の状態で
は、微調作動は安定領域の内で微調の進み遅れ補
正を行い、常に正しいデータを出力することがで
きる。これらの動作が同期補正されたクエンチパ
ルスCK１，CK２１及びサンプリングパルスCK
２，CK２２により正しいタイミングで実行され
る。

第１２図の切替器１２０９からフレーム遅れ１
２１４までの回路は前述のようにビツト同期補正
作動とともにフレーム（文字）同期引込みの補正
に必要な回路部分で、分周器１２１０からは１フ
レーム（文字に１回ずつフレームの終了近くにセ
ツトパルスが出力され、復調器へ送られて１フレ
ームのデータが出力としてセツトされる。

後述するように本例では１フレームはスター
ト，ストツプの制御用ビツト各１ビツトとデータ
符号６ビツト，合計８ビツトで構成され、１セツ
トパルスの幅は75bpsの時1/75×８≒106.7ms、
50bpsの時1/50×８＝160msで１回出力される。
すなわちセツトパルスのタイミングは繰り返し周
波数であらわすと75bpsでは、75Hz×1/2³＝９，
375Hz，50bpsでは50Hz×1/2³＝6.25Hzのクロツク
周波数から作り出される。通常は分周器１２７か
らの75Hz（50Hz）はそのまま切替器１２０９を経
て分周器１２１０へ入力し、このクロツクを分周
して前述の9.375Hz（6.25Hz）のクロツク周波を
取り出す。これらの制御用パルスは手動介入して
スイツチSW１，SW２を操作することによりフ
レーム補正用のフレーム進回路１２１３、フレー
ム遅回路１２１４を作動させる。このような場合
にはフレーム進１２１３又はフレーム遅１２１４
の回路で前述の75Hz（50Hz）のクロツクが付加さ
れたり消去されたりして、この出出力のライン
，を通つて切替器１２０９から分周器１２１
０に入力し最終のセツトパルスの位相が進みまた
は遅れとなつてフレーム（文字）同期補正が行わ
れる。

タイムチヤートによる詳しい作動は後で述べ
る。またスタート判定１２１１，終了判定１２１
２には端末へ出す出力と同じ受信データがライン
から同時に入力し、受信データのスタート及び
終了を判定して切替器５１４または７１４を経て
端末復調器への出力制御を行う。

別途第１７図によつて詳しく説明するが、デー
タのスタート時には同期符号（SYNC１）が送出
され、最初このＭ系列のPNコード又は文字の組
合せによる同期符号によりビツト同期の粗調作動
から微調作動が行われて１ビツトずつデータを出
力し、同期符号の判定がなされて（すなわち、こ
の時は文字の同期がとれた時）、スタートパルス
の制御信号により分周器１２１０をリセツトし、
セツトパルスが１フレームの正しい位相位置にく
るようにセツトされる。

詳しくは第１７図〜２１図のタイムチヤートに
よつて別途説明する。

次に具体的なビツト同期補正の方法を説明す
る。第１３図は、第１１図１５の遅れ検出がなさ
れた場合で位相補正を粗調する時の動作を説明す
るタイムチヤートで、１ビツト分だけを拡大して
示してある。すなわち第１１図の受信側の同期用
クロツク１５に対し受信データ符号の変換点パル
スP₃が遅れている場合の同期引込みによる粗調
補正について説明する。第１３図（２１−１）は
補正前の同期用クロツクパルス75Hz（50Hz）で繰
り返し周期Ｔは、Ｔ＝13.3ms（20ms）となる。
（２１−２）は（２１−１）をπラジアン位相を
反転した75Hz（50Hz）のクロツクパルスで、周期
Ｔは（２１−１）と等しく13.3msである。第１
２図の回路ブロツク図では最終の分周器１２７の
出力である。第１２図のラインは、（２１−
１），（２１−２）の両方のクロツクパルスが、進
み検出回路１２８，遅れ検出回路１２９に入力す
るように接続され、受信データ符号を微分波形成
形して得られる変換点パルス２２の○イとの位相関
係を判別して進み、遅れ検出のいずれかを決定す
る。第１３図の例では変換点パルス○イの点で２３
に示すように遅れ検出回路１２９が立上る。

第１４図は、第１２図の遅れ検出回路１２９
と、消去回路１２０２の部分の動作を説明するた
めの回路構成図で２２の変換点パルス○イと同期用
クロツクパルス（２１−１），（２１−２）から遅
れ検出器１４１によつて出力波形２３が得られ、
２４とのNAND回路１４２の出力○ロのラインに
は、そのNAND出力（“１”と“１”で“０”）
がＤタイプの１パルス発生器１４３に入力され
る。ここで第１３図２４は、説明をわかりやすく
するために示した（２１−１）と同じ75Hz（50
Hz）のクロツクパルスである。

一方、第１２図の水晶発振器１２１，分周器１
２２，１２５によつて作られたタイミングクロツ
クパルス600Hz（400Hz）をさらにπ／２ラジアン
位相を遅らせた第１３図２５のクロツクパルス
600Hz（400Hz）−π／２を○ハのラインへ入力する
と、第１３図２６のタイムチヤートで示したよう
に１パルスが発生し○ニのラインに出力する。この
パルス幅は２５のクロツクパルス幅と等しく、
１／600≒1.67ms（1/400≒2.5ms）である。この
１パルスは、○ニ′のラインを経て遅れ検出器１４
１に入力されリセツトされる。

○ホのラインには分周器１２５で分周して作り出
されたタイミングクロツクパルス（２７−１）が
入力され、これを２６の１パルスとAND回路１
４４でANDをとつて、（２７−２）で示すように
（２７−１）のａの１パルスを消去した（２７−
１）のクロツクパルス1200Hz（800Hz）が○ヘのラ
インに出力され切替器１２３に入力される。以上
が第１２図の遅検出回路１２９，消去回路１２０
２の機能である。

○ヘの出力（２７−２）が切替器１２３を経て粗
調制御のラインへ出力され、切替器１２６を通し
て波形（２７−１）に示すａの１パルスだけ消去
された波形（２７−２）1200Hz（800Hz）によつ
て以後の分周を行い分周器１２７で分周して２８
の600Hz（400Hz），２９の300Hz（200Hz），３０の
150Hz（100Hz）を順次作り出し、最終的に、３１
に示す補正後の同期用クロツクパルス75Hz（50
Hz）が得られる。

すなわち第１３図の（２１−１）と３１の波形
を比較すると判るように、２２の変換点パルス○イ
により（２１−１）の位相をt₂₁だけ遅らせるこ
とができる。t₂₁は粗調の場合、0.833ms（1.25ms）
となる。すなわち１つの変換点パルスで粗調時は
0.833ms（1.25ms）の遅れ又は進みの補正を行う
ことが出来る。

次に第１５図は、第１１図１３の進み検出がな
された時第１２図の回路によつて微調による位相
進みの補正を行う場合のタイムチヤートで、１ビ
ツト分だけ拡大して示してある。すなわち第１１
図の受信側の同期用のクロツク１３に対して受信
データ符号の変換点パルスP₃が進んでいる場合
の同期引込みによる微調補正について説明する。
第１５図４１は補正前の同期用クロツクパルス
で、繰り返し周期Ｔは、Ｔ＝13.3ms（20ms）とな
る。第１２図の回路ブロツク図ではラインのク
ロツク波形である。４２の○トは第１２図のライ
ンの受信データ符号による変換点パルスで、その
変換点パルス○トと４１の同期用クロツクの位相条
件を検出すると、デイジタル符号で両方とも
“１”であるから進み検出回路１２８が動作し第
１５図４３のタイムチヤートで示すように立上
る。４４は同期用クロツク４１をπラジアンだけ
位相をずらしたクロツクであり、後に記述するよ
うに１パルス発生の条件クロツクとして用いる。
第１５図の４５〜５１のタイムチヤートは、説明
を判りやすくするために４１〜４４の場合より時
間軸の範囲を拡大して記述してある。４５は
38.4kHz（25.6kHz）の繰り返しクロツクで、第１
２図の水晶発振器１２１で発振させた2457.6kHz
（1638.4kHz）の出力を分周器１２２によつて分周
して得られたクロツク周波数である。これをさら
に同じ分周器１２２で1/2分周して４６の19.2
（12.8）ｋHzが得られる。４７は４６をπ／２ラ
ジアン位相を遅らせたクロツクで19.2（12.8）ｋ
Hz−π／２となる。

第１６図は、第１２図の進検出回路１２８，付
加回路１２０１の部分の動作を説明するための回
路構成図である。進検出器１６１の入力には変換
点パルス４２と同期用の75Hzのクロツク４２が入
力され、両者の位相条件を判断して変換点パルス
○トの時点で、進検出器１６１が作動し、その出力
には第１５図４３で示す出力波形が得られる。こ
の出力４３と４４の75Hz（50Hz）−πクロツクを
NAND回路１６２（“１”と“１”で出力“０”）
に入力すると、その出力○チのラインに第１６図で
矢印で示すクロツク波形が現れ、Ｄタイプフリツ
プフロツプ回路からなる１パルス発生器１６３の
Ｄ入力となる。１パルス発生器１６３の入力Ｃに
第１５図４７の19.2kHz（12.8kHz）−π／２のク
ロツクが入力されると、出力○ヌには第１５図の４
８に示すパルス幅１／19.2（12.8）ｋHz≒0.052
（0.078）msの１パルスが得られる。進み検出器
１６１は、１パルス発生器１６３のＱ出力からラ
イン○ヌに出力される４８と逆位相のパルスが出力
し、リセツトライン○ニ′を経て元の状態にリセツ
トされる。ライン○ヌに出力される１パルス４８
と、19.2（12.8）ｋHzのクロツク４６を
EXCLUSIVE NOR 回路１６４（真理値表で
は入力が“１”，“１”又は“０”，“０”のとき出
力が“０”、入力が“１”，“０”又は“０”，“１”
のとき出力が“１”）を通すと１パルス発生の前
後で第１５図４９ｂ，ｃに示すように１パルスが
付加されたクロツクが得られる。これが第１６図
○ヲのラインへ出力され、切替器１２３，１２４を
経て以後の分周器１２５，１２７のクロツクの位
相補正が行われる。即ち第１５図４９のｂクロツ
ク以後の位相が進む。これが第１５図５０，５
１，５２及び５３のタイムチヤート波形である。
但し、５２，５３の横軸の時間間隔は４１〜４４
と等しい割合のタイムチヤートである。５３は補
正後の同期用クロツク75Hz（50Hz）で、補正前の
４１に比べて１つの変換点パルス○トによつてt₁₁
＝0.052ms（0.078ms）の同期引込みをして位相の
進み補正がなされている。この補正後のクロツク
パルスによつてサンプリングパルスCK２，CK２
２、クエンチパルスCK１，CK２１の位相タイミ
ングが決定される。

第１４図，第１６図の１パルス発生の出力は、
第１２図の切替器１２３に入力されるが、ここで
補正幅の大きい時すなわち粗調の時は切替器１２
６を経て分周器１２７に入力し、補正幅の小さい
時すなわち微調の時は切替器１２４を経て分周器
１２５に入力される。本例では粗調時は600（400）
Hz、微調時は9.6（6.4kHz）のクロツクパルスの位
相を補正することによつて同期用クロツクパルス
75Hz（50Hz）が補正され正常な受信データが得ら
れる。

以上遅れ検出による粗調の場合と、進み検出に
よる微調の場合の２つの実施例について詳しく説
明したように、本発明は受信装置の内部の同期用
クロツクパルスを、受信データから取り出した変
換点パルスと、ビツト毎に相互の位相関係を比較
し、第１１図のスリツト幅Ａ，Ｂ，Ｃのいずれで
あるかを検出して進み／遅れ及びずれ幅を同時に
判定し、かつ、ずれ幅を粗調／微調の２段階に分
けて補正することを最大の特徴とした受信データ
検出方式である。

以上はビツト同期補正の方法であるが、次にフ
レーム（文字）同期の方法について説明する。第
１７図はデータ信号のタイムチヤートを示すもの
で、１，２は送信側、３，４，５は受信側のタイ
ムチヤートを示す。t₁₇₁は送信機のON AIRスタ
ートを示し、t₁₇₂はその終了時を示す。t₁₇₁より
約10ms遅れて送信機が立上り、同期符号
（SYNC１）が送出される。これが２のSYNC１
で、２進符号で第１７図の〔0101101001101……〕
のようになる。３はデータの受信符号で、前述の
ようにデータが受信されると規定値以上のＳ／Ｎ
判定となりビツト同期補正の回路が作動し“０”
→“１”，“１”→“０”の変換点を検出し、最初
は通常粗調モードでビツト同期補正を行い、次に
微調モードで遅／進検出によるビツト同期の補正
をする。t₁₇₃の時点で送受信間で予め取り決めら
れていたスタートコード（ビツト組合せによるＭ
系列のPNコード、又は文字の組合せ）を検出す
ると、４のようにデータの受信開始がスタート
し、またこれと同時に自動的にフレーム（文字）
の同期もとられて第１２図に示したフレーム同期
用の分周器１２１０もリセツトされる。５は受信
データの出力符号で、t₁₇₃からt₁₇₄まで出力され
る。

なお、スタートコードSYNC１は多数決判定に
より受信途中のビツトエラーがある程度生じても
許容される方式である。

５のA₁₇₁はフレーム同期設定後データが正しく
受信された状態すなわちビツト同期，フレーム同
期が正しくとれた状態を示す。２のt₁₇₅〜t₁₇₆は
１フレーム（文字）の状態で、T₂₁はそれを拡大
したものを示してある。本例では１フレームが１
〜６の６ビツト構成でその前後にスタートビツト
（ST）とストツプビツト（SP）がある。しかも
本発明ではデータがない場合すなわち無信号時で
１〜６ビツトがすべて“０”の時を考慮して、
T₂₂に示すようにスタートビツトとストツプビツ
トを互いに反転（例えばスタートが“０”の時は
ストツプビツトが１）させてあり、無信号時でも
受信側で変換点が検出されるように工夫されてい
る。また、ビツトレートが75bpsの場合１フレー
ム長はスタート，ストツプビツトを含めて８ビツ
トの構成となり、1/75×８≒106.7ms（＝T₂₁，
T₂₂）となる。

同様に50bpsでは1/50×８＝160msとなる。本
発明のようにＳ／Ｎ判定により、雑音信号による
ビツト同期引込みのエラーを防止する方法をとつ
ているが、同じ無線周波によるいわゆる混信によ
る妨害に対しては同期引込みの補正エラーは防止
できない。すなわち一旦フレーム同期補正が自動
設定されたあと、強力な混信により見掛け上、
Ｓ／Ｎが良くなつたようにみえて、これによつて
受信側のビツト補正がなされ、ビツト同期が１ビ
ツト又はそれ以上ずれるとフレーム（文字）同期
もずれ、以後のデータは全てエラーとなる。すな
わち再びスタート時のSYNC信号が到来しない限
り正しくフレーム同期が補正されないことにな
る。これが第１７図のt₁₇₇の時点である。このよ
うなフレーム同期がずれる作動を防止するため
に、本発明では受信時のフレーム用分周器１２１
０からその時点の分周出力の各ビツト〔ST，１，
２，……６，SP〕符号をフレームごとに装置前
面の制御器パネルに可視表示、例えばランプ等に
より表示して監視する。

これが第１８図の１，２，３である。１は正し
いフレーム同期がとれた場合で、２，３はフレー
ム同期が誤りの場合のランプ表示と手動介入する
ための補正用のスイツチSW１，SW２である。
SP符号のように常時符号が“１”の場合はラン
プが点灯し（図で●印），ST信号のように常時
“０”の場合は消灯（図で○印）となる。データ
符号は“１”又は“０”になるのでその都度点滅
する。（図で〓印） フレーム同期の誤りを手動で補正するには、２
は２ビツト分だけフレームが進んだ状態、又は６
ビツト分だけフレームが遅れた状態にあるので、
SW１○→を２回ON（push）すると２ビツト分だけ
ビツトが遅れ（又はSW２○←を６回ONすると６
ビツト分だけビツトが進み）、１の状態に戻る。
次に３の場合はSW１○→を１回ON（又はSW２○←
を７回ON）して１の状態に戻す。

以上のフレーム同期補正の点からもST，SPの
符号を互いに反転しておくことは便利である。

再び第１７図の説明に戻つて、受信側５のt₁₇₇
で混信が生じ、以後のデータA₁₇₂はビツト同期が
ずれ、これによつてフレーム同期もずれた状態を
表示を見てt₁₇₈で手動介入し、再び、正しい位置
になるようにフレーム同期が補正される。以後
₁₇₃は正しい受信データが出力されている。なお、
SYNC２はデータの終了を示す同期符号で、t₁₇₄
時に検出され、受信が自動的に終了する。すなわ
ち、不在者通信によるデータの送受信が可能であ
る。

次にこれらのフレーム同期補正の作動を第１２
図のハードウエアブロツク図、および第１９図〜
２１図のタイムチヤートによつて具体的に説明す
る。

第１９図は受信データに対してセツトパルスが
どのようなタイミングになつているかを示すもの
で、１〜５は受信データ符号に対しビツト同期，
フレーム同期が正しく位相補正された場合のタイ
ムチヤートを示す。６，７はフレームの位相が２
ビツト分ずれた場合、すなわち、第１８図２の場
合を示し、８，９はフレームの位相が１ビツト分
ずれた場合で、第１８図３の場合である。ゲート
パルス２のａ〜ｂの間に８ビツト分のクエンチパ
ルス３及びサンプリングパルス４がある。

第２０図のタイムチヤートは第１２図のハード
ウエアブロツク図で、手動介入によりフレーム進
の補正をするもので、フレーム同期用のクロツク
9.375Hz（又は6.25Hz）を１ビツト分だけ位相を
進ませる。すなわち、第１８図のSW２○←を１回
ONした状態となる。

第２０図１は第１２図の分周器１２７より取り
出した150（100）Hzのクロツクで、２が前述のよ
うにビツト同期補正された１ビツト分の繰り返し
周期の75Hz（又は50Hz）である。３は１パルス付
加して用いるためのクロツクで２を２／πラジア
ン位相をずらしたクロツクで75（50）Hz−π／２
とする。４は３の1/2周波のクロツクで37.5（25）
Hz−π／２で第１２図では分周器１２１０からと
り出したクロツクである。但し、クロツク４は第
２１図のタイムチヤートを説明する際に利用す
る。

５は○←SW２をONにした場合で矢印がその立
上り時である。６は前述の第１５図，第１６図の
ように３のクロツクを使つて１パルスを発生さ
せ、２と６のEXCLUCIVE NOR（１，１で０、
０，０で０、１と０又は０と１で１）の回路を通
すと、Ｘ，Ｙのように75Hz（50Hz）のクロツクに
１パルス付加され、この分だけ（すなわち1/75Hz
≒13.3ms又は1/50Hz＝20ms）最終のフレームク
ロツクの位相が進む。８，９，１０は７のパルス
付加の75（50）Hzクロツクが第１２図の切替器１
２０９を経て、分周器１２１０で1/2ずつに分周
されたタイミングクロツクで１０に示すように
t₂₀より75bpsで13.3ms分タイミングが進んでい
る。すなわち１ビツト分だけセツトパルスの位相
が進んだことになる。

また第２１図は第２０図とは逆に手動介入によ
り１ビツト分だけ位相を遅らせる場合のタイムチ
ヤートで、第１８図３はSW１○→を１回ONして
補正する場合である。１は○→SW１ONのタイミ
ング、２はこのSW１タイミングとビツト同期補
正された75（50）Hzクロツクを使つて作り出され
た１パルス発生でパルス幅は1/75＝13.3ms
（20ms）となる。第１３図と第１４図で説明した
方法で、以後第１２図の切替器１２０９を経て、
分周器１２１０を通すと第２１図の４のフレーム
クロツク9.375（6.25）Hzが得られ、t₂₁よりも
75bpsで13.3msすなわち１ビツト分だけタイミン
グが遅れたことになる。

以上説明したように、第１８図のランプ表示を
監視してフレーム同期がずれた時、手動で補正用
のスイツチSW１またはSW２を１回ずつONする
とそのたびにフレーム同期用のクロツクが１ビツ
ト分ずつ位相補正され混信等のためビツト同期補
正のエラーを生じ、フレーム（文字）同期がずれ
ても速やかに補正することができる。

またスタート時の同期符号によつて検出される
時はちようど最後のストツプビツト位置にて同期
符号が検出されるようにして、この時第１２図の
分周器１２１０を第１９図の１〜５のタイミング
となるようにリセツトするので、以後のフレーム
同期は正しい補正位置となる。

本発明のビツト同期及びフレーム同期補正の方
法は、他のいかなる変復調方式でも復調検波後に
本発明を採用することができ、例えばHF回線の
ように回線品質の良い無線回線を用いても特に受
信開始時の同期符号により比較的早く同期引込み
ができ、かつ受信途中では微調作動による同期補
正を続けることにより安定した受信データ検出が
可能である。

またＳ／Ｎ信号検出制御を設けてあるため雑音
によるビツト同期補正の誤動作もない。しかも複
数の受信系をもつダイバーシテイ受信の場合でも
１つの同期回路を切替えて共通使用出来るため回
路構成も経済的で、かつ最終出力の符号歪も少な
くすることができる。さらに受信開始時の同期符
号によつてフレーム（文字）同期も同時に補正す
ることができ、かつ以後の受信継続中に混信等の
ためビツト同期補正のエラーが生じ、フレーム
（文字）同期がずれても、１フレームごとに付加
されたスタート，ストツプ符号により１フレーム
の区切りを監視することができるので、手動介入
によつて、フレーム用のタイミンクロツク位相を
１ビツト分ずつ補正することができるので、常に
良好な無線データ伝送が可能である。

（発明の効果） 本発明によれば、特に移動速度の早い航空機あ
るいは遠距離に散在する船舶を含む移動体が、固
定局からの一方的に連続して複数の周波数で送信
されるデータを受信する際に、最小の受信設備で
良品質の無線伝送回線を構成することが可能であ
り、また時々刻々受信電界が変化するため連続し
て良好な受信が困難であつた従来の無線回線の受
信品質を大幅に改善すること、送受信設備を簡単
にすること、伝送効率を改善したこと等は本発明
の著しい効果である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施した固定局と移動局の通
信系統図、第２図は本発明を実施した移動局相互
の通信系統図、第３図は送信系の構成図、第４図
は受信系の構成図、第５図は本発明の第１の実施
例である復調検波回路概要図、第６図は複数サブ
チヤネルを有する変調信号スペクトラム例図、第
７図は本発明の第２の実施例である複数サブチヤ
ネルの受信装置の復調検波回路概要図、第８図は
FSK変調波の信号スペクトラム例図、第９図は
第５図の概要図における各部のタイムチヤート、
第１０図は本発明による同期位相補正処理の判断
図、第１１図は本発明の動作を説明するための受
信データと同期用クロツクのタイムチヤート、第
１２図は本発明の位相補正の方法を説明する回路
ブロツク図、第１３図は本発明による遅れ位相の
補正を説明するためのタイムチヤート、第１４図
は第１３図の遅れ位相の補正方法を説明するため
の回路ブロツク図、第１５図は本発明による進み
位相の補正を説明するためのタイムチヤート、第
１６図は第１５図の進み位相の補正方法を説明す
るための回路ブロツク図、第１７図は本発明の動
作を説明する送受信データのタイムチヤート、第
１８図は本発明のフレーム同期ランプ表示例図、
第１９図は本発明のフレーム同期補正を説明する
受信データのタイムチヤート、第２０図は本発明
の手動介入で進補正を説明するタイムチヤート、
第２１図は本発明の手動介入で遅補正を説明する
タイムチヤートである。 Ａ……固定局、B₁〜B_o……移動局、₁，₂〜_o
……送信周波数、TX……送信機、RX，RX₁，
RX₂……受信機、Δ……伝送帯域幅、₁₀〜_1o…
…サブチヤネル周波数、Ａ，Ｂ，Ｃ……スリツト
（領域）、３１……送信端末、３２……変調器、３
３，４１，４４，４５，５１，５２，７１，７２
……アンテナ、４２，４６……復調器、４３，４
７……受信端末、５３，７３……共通増幅器、５
４，５５，５６，７４，７５，７６……帯域フイ
ルタ、５７，５８，５９，５０５，５１０，７
７，７８，７９，７０５，７０８……増幅器、５
０１，５０２，５０３，７０１，７０２，７０３
……ダイオード検波器、５０４，７０４……差動
増幅器、５０８，５０９，７０８，７０９……加
算器、５０６，５１１，７０６，７１１……積分
器、５０７，５１２，７０７，７１２……サンプ
リング回路、５１３，７１３……比較回路、５１
４，５１９，７１４，７１９，１２３，１２４，
１２６……切替器、５１５，５２０，７１５，７
２０……微分回路、５１６，７１６，１２１……
水晶発振器、５１７，７１７，１２２，１２５，
１２７……分周器、５１８，７１８……タイミン
グパルス発生器、７２１，７２２……分配器、７
２３，７２４……符号処理回路、１２８……進み
検出回路、１２９……遅れ検出回路、１２０１…
…付加回路、１２０２……消去回路、１２０３…
…粗調スリツト、１２０４……粗調スリツ
ト、１２０５……オールカウンタ、１２０６，１
２０７……スリツトカウンタ、１２０８……粗
調／微調判定回路、１４１……遅検出器、１４
２，１６２……NAND回路、１４３，１６３…
…１パルス発生器、１４４……AND回路、１６
４……EXCLUSIVE NOR回路、１２１０……
フレーム用分周器、１２１１……スタート判定、
１２１２……終了判定、１２１３……フレーム
進、１２１４……フレーム遅。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 固定局と複数移動局または移動局相互が短波
   回線によつてデータ伝送を行い２系統受信のダイ
   バーシテイ方式による受信側で受信スタート時に
   ビツト同期補正とフレーム同期設定のためのフレ
   ーム同期信号を受信して受信データを復調検波す
   る場合、ビツト単位に信号成分と雑音成分の差を
   積分して得られたＳ／Ｎ信号を両受信系について
   比較して良い方の受信系にビツト単位で選んで出
   力切替するとともに、その選ばれた受信系の受信
   データ符号を微分して得られた変換点パルスの位
   相と前記２系統受信に共通する１つの原振クロツ
   クから少なくとも２段階の分周回路を経て得られ
   た１ビツト長の同期用クロツクの位相とを前記変
   換点パルスが到来するごとに比較して前記同期用
   クロツクの位相の前記変換点パルスの位相に対す
   る進み，遅れおよび位相差の量を検出し、前記少
   なくとも２段階の分周回路に対して進み判定時に
   は１パルス発生，遅れ判定時には１パルス消去の
   制御を行い、かつ、前記位相差の量が予め定めた
   範囲を超えた時には前記少なくとも２段階の分周
   回路の後段の分周回路に対して前記パルス発生と
   前記パルス消去を行い、前記位相差の量が予め定
   めた範囲に満たないに時には前記少なくとも２段
   階の分周回路の前段の分周回路に対して前記パル
   ス発生と前記パルス消去を行うことによつてビツ
   ト単位の位相補正を行い、かつ、前記原振クロツ
   クから１フレーム長のクロツクを作成する分周器
   を受信スタート時のフレーム同期信号判定時にフ
   レーム同期のためにリセツトし、かつ、１フレー
   ムのデータの前後に付加された互いに反転したス
   タートビツトとストツプビツトにより、前記デー
   タの無い時にも前記ビツト同期補正をし、前記デ
   ータを受信中にはフレーム同期補正の監視のため
   に常時この反転したビツト表示をし、１ビツト長
   分のクロツクパルスを前記分周器に付加または消
   去してフレーム用クロツクを進めるか又は遅らせ
   るかの制御をすることによりフレーム同期補正を
   行う手段を備えたことを特徴とするデータ通信の
   同期補正方式。