JPH036928A - 等利得合成ダイバーシチ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は等利得合成ダイバーシチ受信機に係り、特に直
接波と反射波の周波数差による復調出力歪を低減するた
めの改良に関する。

［発明の概要］ 等利得合成ダイバーシチ受信機において、各アンテナに
対応するフロントエンドの後段に狭帯域トラッキングフ
ィルタを夫々介装することにより。

入力ＦＭ波信号の瞬時周波数に上記フィルタの中心周波
数が追従するようにして、等利得合成時に発生する不要
信号を除去するようにしたものである。

［従来の技術］ 等利得合成ダイバーシチ受信機は、複数のアンテナで受
信した位相差を有する複数信号を、同相とした上で合成
し、その合成信号を復調することにより、マルチパスフ
ェージングの影響を減少させ、良好な受信状態を得よう
とするものである。

一般にアンテナの位置が異なると、アンテナ出力のキャ
リア信号の位相が変化する。これは電波の伝搬路上にお
ける伝搬時間が異なることによる。

第３図にフェージングの発生過程を示す、第３図におい
て送信側のアンテナＳから送出された電波は、直接波ｅ
　ｄｘ　＊　１３　ｄ２が受信側のアンテナ１．アンテ
ナ２に送られる。また、反射波ｅｕ１＊　ｅ　Ｌ１２も
それぞれアンテナ１．アンテナ２に送られる。各信号を
次式のように仮定すると、 ｅｄ１＝ＥｄａｃＯ８（ω。ｔ＋φｍ（ｔ）十〇、）　
　　　　　・（１）ｅｕ１４：ｕａ　ｃｏｓ（ωｃ（ｔ
　−τ）＋φｍ（ｔ−で）＋０２）　　　−（２）ｅａ
ｘ＝Ｅａｂ　ｃｏｓ（ωｃｔ＋φｍ（ｔ）＋０３）　　
　　　　　　・（ａ）ｅｕｓ＝Ｅｕｂ　ｃｏｓ（ωｃ（
ｔ−τ）＋φｍ（ｔ　　ｔ）＋０４）　　　・（４）但
し、Ｅｄａ：ｅｄ工の振幅　、θ＞：ｅｄｌのキャリア
の初期位相Ｅｕａ：８ｕ１　＃　　　　　θｇ：８ｕｔ
Ｅｄｂ：６ｃｈ　　　”　　　　　　θｚ：ｅｃｈＥｕ
ｂ：ｅｕｔ　　“　　　　θ４：８ｕｉ　　　　　　“
ωＣ：キャリアの角周波数、τ：反射物で反射されて到
来する時の遅延時間、φｍ（ｔ）：変調成分、φ■（ｔ
−で）：τだけ遅れた変調成分。

τの時間内において、φｍ（ｔ）の変化が非常に小さい
時、次式が成り立つ。

φ■（１）すφ鳳（ｔ−τ）　　　　　　　　　　　　
　・・・（５）この条件を前提にして、アンテナ１とア
ンテナ２との間に生ずるキャリア位相差を同相で合成す
ることによって、等利得合成ダイバーシチ受信機はマル
チパスフェージングの影響を減少させている。

しかし、遅延時間での時間内でφ■（１）が大きく変化
する場合、（５）式を満足できず１等利得合成動作は、
状態が異なってくる。今、等利得合成ダイバーシチ受信
機の従来のシステムを第４図に示す、同図において、１
，２は受信アンテナ、３゜１４はフロントエンド、　４
，１５は中間周波（ＩＦ）フィルタ、５，１６は第１の
ミキサ、６゜１７は第１のバンドパスフィルタ、７，１
８は第１のリミッタ、８．１９は第２のミキサ、９はロ
ーパスフィルタ、１０はＦＭ復調器、１１は第２のリミ
ッタ、１２は第２のバンドパスフィルタ、１３は加算器
である。また第５図はアンテナに到来する直接波及び反
射波の瞬時周波数変化を示す。

第５図において１反射波Ｓ、は直接波Ｓ□に比べ時間で
だけ遅れていることを示し、時間ｔｐにおいて、直接波
Ｓ１の瞬時角周波数はωＤ、反射波Ｓ２の瞬時角周波数
はωＵとなり、互いに角周波数の異なる２つの信号とみ
なすことができ°る。

また両者の差ωＤ−ωｕ（＝Δω）はＦＭ変調によって
、時間的に変動する。（１）〜（４）式を変形して、こ
の状態を示すと、 ｅｄｌ＝Ｅａａ　ｃｏｓ（ωＯｔ＋θ、）−（６）６ｕ
、：Ｅｕａ　ｃｏｓ（ωｇ？、＋θＭ）　　　　　　　
　・（７）ｅｄ、＝Ｅ（Ｉｂｃｏｓ（ω□を十θａ）　
　　　　　・（８）ｅｕｘ−Ｅｕｂ　ｃｏｌＢ（ωｕｔ
十〇、）　　　　　　　・・・（９）但し、θ、：ｅｄ
ユの瞬時角周波数の初期位相、ωＤ；ωＵ十Δωθｍ：
ｅｕｚ　　　　　　’ θ、：ｅｄ寞 θ＊：ｅｕｓ アンテナ１で得られた信号ｅＢ、アンテナ２で得られる
信号ｅｂは ８ａ＝ｅｄｘ＋６ｕｍ＝Ｅｄａ　ｃｏｓ（ωＤｔ＋θｔ
）＋Ｅｕａ　ｃｏｓ（ωｕｔ＋０３）・・・（１の ｅｂ＝ｅ６．＋ｅ□、−Ｅｄｂｃｏｓ（ωＯｔ＋θａ）
＋Ｅ１ｂＣｏｇ（（ＩＩＬＩ　ｔ＋θ唱）・・・（１１
） 第４図において、アンテナ１で受信された電波は、フロ
ントエンド３でＩＦ倍信号変換され、また、アンテナ２
で受信された電波も同様にＩＦ倍信号変換され、ＩＦフ
ィルタ４及びＩＦフィルタ１５を介して等利得合成ダイ
バーシチ部へ入力される。以下の説明を簡略するために
、第４図におけるＩＦ倍信号ａｔ　ｅｂをそれぞれ式（
１０）、　（１１）とする、この結果１等利得合成ダイ
バーシチ部に入力される信号ｅＱ、ｅｂは第６図（ａ）
に示す如く夫々ωＤ、ωＵの２つの角周波数を有する信
号となる。また、等利得合成部では瞬時周波数ωＤ、ω
Ｕ夫々について、同相合成が行なわれるので、第２のリ
ミッタ１１の出力をｅＱとして次式で表わすことができ
る。

ｅ□＝ｃｏｓω１ｔ＋ｃｏｓωｌ′ｔ１・・（１２）但
し、ωｌ：ωＤの同相合成により得られた瞬時角周波数
ωｌ′：ω１ （＝ω１−Δω） しかし、再度第１のミキサ５及び１６でミキサされる時
に（ＬＩＤとωＬ’ｓ　ω８とω１との積が発生するこ
とにより新しいビートが発生する。

第１のミキサ５の出力６１ａｔは、 ｅａｚ＝　ｅａｘ　ｓｏ　　　　　　　　　　　　−（
１３）第１のバンドパスフィルタ６は（１３）式の下側
波を通し、また、帯域幅Ｂω、中心周波数ωｆ（＝ωＤ
−ωｌ）の狭帯域フィルタとすると、その出力ｅａｚは
、 ｅａ２＝Ｅｄａ［ｃｏｓ（（ωｏ−ωｌ）を十〇□）＋
ｃｏｓ　（（ω０−（１３１’）　ｔ＋０１）］”　Ｅ
　ｕａ　［ｃｏｓ　（（ωＵ−ωｉ）を十〇、）＋ｃｏ
ｓ（（ωＵ−ω１′）ｔ＋０２）コ・・・（１４） 但し、ωＤ−ω１′＝（ωｐ−ω１）＋Δω。

ωＵ−ω１＝（ω０−ωｌ）−Δωｔ　ωＵ−ω１′＝
ωＤ−ω１第１のリミッタ７の出力ｅＢ□は第６図（ｂ
）に示す如＜　（１４）式の振幅成分Ｅｄａ＋　Ｅｕａ
を１に制限するものとすると第２のミキサ８の出力Ｂａ
ｍはｅＢ４＝ｅａ′ｅａ３＝（ｃｏｓω１ｔ＋ｃｏｓω
１’　ｔ）　０［ｃｏｓ（（ω０−ωｂ）　ｔ＋θ１）
＋Ｃ０８（（（ＩＪＤ’−ω１’）ｔ＋θ１）＋ｃｏｓ
（（ｃ、＋ｕ−ω１）ｊ十〇計ｃｏｓ（（ωｕ−ω１つ
ｔ＋０２）コ・・・（１５） 同様にｅｂの信号入力に対して第２のミキサ１９の出力
ｅｂ４を求めると、 ｅｂ＋＝６ｂ’　８１）３＝（ＣＯＩＪｔ＋Ｃ０８１ｊ
ｌ’　ｔ）　ｅ　［ｃｏｓ（（ωＤ−ωｌ）ｔ＋０３）
＋ωｓ（（ωＤ−ω１′）ｔ＋θ、）＋ｃｏｓ（（ωｇ
−ωｌ）を十〇、）＋ｃｏｓ（（ωｕ−ω１’）を十〇
、）］・・・（１６） 加算器１３で、　（１５）、　（１６）式の’；３　ａ
ｓ　ｐ　６　ｂ４を同相で合成し式、（１，５）、　（
１６）の下側波を通す第２のバンドパスフィルタ１２を
介し、第２のリミッタ１１で振幅成分を１に制限した出
力ｅ。は、ｅｃ＝ｃｏｓωｌｔ＋ｃｏｓω１’ｔ＋ｃｏ
ｓ（（ωｌ＋△ｃ、＋）ｔ＋θα）＋ｃｏｓ　（（（ｄ
ｉ’＋Δω）を十〇（ｚ　）　＋ｃｏｓ　（（Ｃｕ１１
−△ω）を−θ。）＋Ｃｏ５（（ωｌ’−Δｃ、＋）ｔ
−θ（２）　＋ｃｂｓ　（Ｃω１＋Δｃ、＋）を十〇−
）＋ｃｏｓ　　（（（１１１’＋Δω）を−〇−）　　
＋ｃｏｓ　　（（ωｔ−△（、＋）ｔ−Ｅｌｓ　　）　
　＋ｃｏｓ　（（ω１′−Δω）ｔ＋θ、）　　　　　
　　　　・・・（１７）但し、θα＝θ、−０２，θ声
二〇□−０４ここで、第２のリミッタ１１の出力ｅ。の
スペクトラムを第６図（Ｑ）に示す。

［発明が解決しようとする課題］ 上記スペクトラム図から明らかなように、従来の等利得
合成ダイバーシチ受信機の構成では、合成出力には、ω
１．ω１＋Δω、ω１−Δω、ω１−２Δωの成分が現
れ、希望波ω１に対して、ＦＭ復調器１０においては不
要スペクトラムが生じ。

ローパスフィルタ９を介して取り出した復調出力には復
調歪が含まれる。このように従来の等利得合成ダイバー
シチ受信機には、直接波と反射波の通路時間差が大きい
時に等利得合成の動作に伴って不要成分が発生する欠点
がある。

［発明の目的］ 従って本発明の目的は等利得合成ダイバーシチ受信機に
おいて、前述した妨害成分による出力歪を低減すること
にある。

［課題を解決するための手段］ 本発明の等利得合成ダイバーシチ受信機は上記目的を達
成するため、各アンテナに対応する各フロントエンド後
段に、入力ＦＭ波信号の瞬時周波数変化にそのフィルタ
の中心周波数が追従する狭帯域トラッキングフィルタを
夫々介装せしめたことを要旨とする。

［作用］ 上記トラッキングフィルタは入力ＦＭ波信号の瞬時周波
数変化にそのフィルタの中心周波数が追従するので、反
射波成分を除去することにより。

前述の妨害成分による出力歪を低減することができる。

［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。第
１図は本発明による等利得合成ダイバーシチ受信機の一
実施例である。同図において、第４図と同一符号は同−
又は類似の回路を示し、第４図と相違する点は狭帯域ト
ラッキングフィルタ２０．２１をフロントエンド３，１
４の夫々後段に介装した構成にある。上記トラッキング
フィルタは入力ＦＭ波信号の瞬時周波数変化にそのフィ
ルタの中心周波数が追従するようになっており、例えば
その中心周波数を直接波の中心周波数に設定する。

次に上記実施例の動作を説明する。

アンテナ１に入力された電波の受信信号は、フロントエ
ンド３によって中間（Ｉ　Ｆ）周波数に変換後、ＩＦ入
力信号の瞬時周波数と中心周波数が一致する狭帯域トラ
ッキングフィルタ２０に入力される。この狭帯域トラッ
キングフィルタでは直接波Ｓ工成分のみを通過させ１反
射波Ｓ２を除去し、出力する。その出力信号は第１のミ
キサ５に入力されリミッタ１１からのフィードバック信
号との積をとる。第１のバンドパスフィルタ６では、下
側波のみを通過させ、その出力信号は第１のリミッタ７
により、振幅変動成分を除去し、第２のミキサ８に入力
される。第２のミキサ８では、狭帯域トラッキングフィ
ルタ２０の出力信号と第１のリミッタ６の出力信号との
積を取り、出力する。

また、アンテナ２の入力信号もフロントエンド１４、狭
帯域トラッキングフィルタ２１、第１のミキサ１６、第
１のバンドパスフィルタ１７．第１のリミッタ１８．第
２のミキサ１９を介して。

同様の動作を行なう、第２のミキサ８及び１９の出力信
号は加算器１３で合成され第２のバンドパスフィルタ１
２で下側波帯のみを通過させる。この出力信号は第２の
ミキサ８及び１９の出力信号が同相で合成されるため、
第１のミキサ５及び１６に加えられるフィードバック信
号と等価となる。また、このフィードバック信号はＦＭ
復調器１０に入力され、ローパスフィルタ９を介して、
復調出力信号として出力される。また、この復調信号は
、狭帯域トラッキングフィルタ２０．２１の制御信号と
して使われる。第５図に示すＦＭ波の瞬時周波数変化に
おいて、狭帯域トラッキングフィルタ２０．２１の中心
周波数が直接波Ｓ１の変化に追従して行き、直接波Ｓ１
と反射波Ｓ２とが交差するポイントで、周波数の引き込
みが起こり追従動作が不安定になるが、この点に対して
は、ローパスフィルタ９の応答特性を落とすことにより
、解消可能である６ 以上の構成及び動作により第２図に示すように反射波Ｓ
２の成分が狭帯域トラッキングフィルタ２０．２１の振
幅特性で排除され、ＤＵ比の改善が可能になる。これに
より、直接波と反射波の周波数差による等利得合成にお
ける出力歪が低減でき、また、等利得合成ダイバーシチ
の安定動作が確保できる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば下記のような優れた
効果がある。

■直接波と反射波の周波数差による復調出力歪が低減で
きる。

■ＤＵ比の改善ができる。

■隣接妨害波に対しても効果がある。

■トラッキングフィルタが狭帯域であることから、帯域
が狭くなった分だけ雑音が除去されるので、復調出力信
号のＳ／Ｎが向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図。 第２図は上記実施例におけるトラッキングフィルタによ
るＤ／Ｕの改善特性図、第３図は電波伝搬糸路図、第４
図は従来の等利得合成ダイバーシチ受信機のブロック図
、第５図はＦＭ波の瞬時周波数変化を示す図、第６図は
第４図の受信機における各点でのスペクトル図である。 １．２・・・・・・・・・アンテナ、３，４・・・・・
・・・・フロントエンド、１０・・・・・・・・・ＦＭ
復調器、２０．２１・・・・・・・・・狭帯域トラッキ
ングフィルタ。 第２図 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 複数のアンテナで受信した各フロントエンドからの信号
   を同相にし、かつ合成し復調する等利得合成ダイバーシ
   チ受信機において、 各アンテナに対応する上記フロントエンド後段に、上記
   入力ＦＭ波信号の瞬時周波数変化にそのフィルタの中心
   周波数が追従する狭帯域トラッキングフィルタを夫々介
   装せしめたことを特徴とする等利得合成ダイバーシチ受
   信機。