JPH03192828A - 合成ダイバシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は特に車載用　ＦＭ受信機のための合成ダイバシ
ティ受信装置に関する。

［発明の概要コ 第１の発明は１合成回路に入力される信号のマルチパス
歪状態を検出し、マルチパス歪の大きい入力信号のレベ
ルを低減させることによって、合成された信号のマルチ
パス歪が最小となるように合成比を制御する合成ダイバ
シティ受信装置である。

第２の発明は、合成ダイバシティの変調抑圧されたフィ
ードフォワード信号を、対数増幅器→ＡＭ検波器→リッ
プルフィルタ→整流回路を用いて、マルチパス検出信号
として使用し、検出されたマルチパス信号を用いて合成
する信号の重付けを制御し、マルチパス歪が最良となる
ように合成比を変化させる合成ダイバシティ受信装置で
ある。

［従来の技術］ 車載用　ＦＭ受信機は電界強度の変化に伴うフェージン
グや電波の多重伝搬路による干渉、いわゆるマルチパス
等の妨害を受けやすいことはよく知られている。

第２図は上記妨害を軽減することを目的とする車載用　
ＦＭ受信機に適用し得る従来のダイバシティ受信装置の
ブロックダイヤグラムである。

図において、１，２　は受信アンテナ、３，４は受信回
路、５は帰還回路、６は合成器、７はＦＭ検波器、８は
出力端子である。

また、受信回路３，４　を構成する各ステージは、入力
電波を選択し、中間周波数に変換するフロントエンド　
９，１０　と、このフロントエンド９．１０の出力信号
と帰還回路５の出力信号を混合し、差周波数を得る第１
の混合器１１゜１２　と、帯域通過フィルタ１３．１４
　　と、増幅器　１５，１６　　とリミッタ　１７，１
８　　と、このリミッタ　１７．１８　の出力信号とフ
ロントエンド９，１０の出力信号の差の周波数を出力す
る第２の混合器１９．２０　　からなっている。

帰還回路５は合成器６の出力信号を通過させるフィルタ
　２１　と、増幅器２２　と、この増幅器２２の出力信
号を一定振幅に制限するリミッタ　２３　からなってい
る。

次に、この回路の動作を説明する。

アンテナ　１，２で電波を受信したときのフロントエン
ド９　および１０の出力信号をそれぞれ　ｅｏ（ｔ）　
　および　ｅ　ｔｏ（ｔ　）とすると。

８９（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ、（ｔ）÷
α（ｔ））ｅｓｏ（ｔ）＝Ｂ（ｔ）　°ｃｏｓ（ω（、
ｔ＋φ１（ｔ）＋β（ｔ））たゾし、ωＧは搬送波角周
波数、φ１は変調位相、Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）はフェージ
ングを受けた振幅、α（ｔ）、β（１）はマルチパスに
よるランダム位相である。

また、帰還回路５　におけるリミッタ　２３　の出力電
圧を　ｅ（１（ｔ）とすると。

ｅｏ（ｔ）　　＝　　Ｃ０ｃｏｓ（ωｏｔ＋φｉ＋Ｄ−
τ２））と仮定することができる。

たゾし、Ｃは定数、ω。はフィルタ　２１　の中心周波
数、τ２はフィルタ　２１　の遅延時間である。

次に、第１混合器　１１．１２　において。

６＊（ｔ）とｅ。（１）、およびｅ　ｔｏ（ｔ　）とｅ
　ｏ（ｔ　）が混合され、フィルタ　１３　と　１４　
を通過する信号をそれぞれｅｌｔ　（ｔ）およびｅ　ｔ
２（ｔ　）とすると、 ｅｌｌ（ｔ）＝１／２・Ｃ−Ａ（ｔ）・ｃｏｓ（ω１ｔ
＋φ、（ｔ）−φｍ（ｔ−τ２）＋α（ｔ））ｅ１２（
ｔ）＝１７２・Ｃ−Ｂ（ｔ）・ｃｏｓ（ω、を十φ、（
ｔ）−φ＋＋＋（１−τ２）＋β（ｔ））たゾし、ω１
は（ωＣ−ω０）であり、フィルタ　１３．１４　の中
心角周波数である。

二Ｎで、帰還回路５のフィルタ　２１の遅延時間　τ２
が小さい場合、フィルタ　１３　と　１４を通過する信
号は、それぞれ、 ｅ２．（ｔ）＝　１／２　・Ｃ−Ａ（ｔ）＋Ｃ０３（ω
１ｔ＋α（ｔ）） ｅ、２（ｔ）＝　１／２・Ｃ−Ｂ（ｔ）０ＣＯ８（ω１
ｔ＋β（ｔ）） と近似できる。したがって、変調位相が抑圧され、ラン
ダム位相のみの取出しが可能となる。

そして、フィルタ　１３　と　１４　の出力。

ｅｔｔ（ｔＬ　ｅ１２　（ｔ）は増幅器　１５．１６　
　とリミッタ　１７．１８　　を通過する。この信号は
次式％式％ ）） ）） たゾし、Ｄは定数、τ１はフィルタ　１３　と１４　の
遅延時間である。

第２混合器　１９．２０　　において、フロントエンド
　９，１０　とリミッタ　１７，１Ｂ　の信号がそれぞ
れ混合され、第２混合器１９．２０　の出力に次式で与
えられる信号が出力する。

ｅ１９（ｔ）＝　１／２・Ｄ−Ａ（ｔ）・ｃｏｓ　（ω
。ｔ＋φ、（ｔ）＋α（１）−α（を−τ、））ｅ２ｏ
（ｔ）＝　１／２ｅＤゆＢ（し）のｃｏｓ　（ω。ｔ＋
φ、（ｔ）＋β（１）−β（を−で１　））たゾし、ω
ｏ＝（ω。−ω１）である。

こ＼で、フィルタ　１３．１４　の遅延時間　τ１が小
さい場合、上式は、 ｅ、９（ｔ）＝　１／２・Ｄ−Ａ（ｔ）・ｃｏｓ（ωａ
ｔ＋φｍ（ｔ　）） ｅ２ｏ　（ｔ）＝　１７２・Ｄ−Ｂ（ｔ）・ｃｏｓ（ω
ｏｔ＋φ＋ｍ（ｔ）） と近似できる。したがって、ランダム位相が抑圧される
。

第２混合器１９，２０　の出力　ｅ　１９（ｔ　）　ｖ
ｅ　２０（ｔ　）は合成器６で合成され、フィルタ２１
、増幅器２２、リミッタ　２３　を通過し、ｅｏ（ｔ）
と等しい信号となる。

［発明が解決しようとする課題］ 上記のように二つのチャンネルの信号を合成すると、両
方ともマルチパスがなければ、第３図（ａ）に示すよう
に、合成により信号レベルが増大し、受信感度を高くす
ることができるが、両方ともマルチパスが有れば、第３
図（ｂ）に示すように、ＣＨＩ　　と　ＣＨ２のスペク
トルのデイツプポイントが同一でなければ、合成により
スペクトルのデイツプが小さくなり、マルチパス歪が低
減する。これに反して、マルチパスが有るチャンネルと
無いチャンネルを合成すると、第３図（ｃ）に示すよう
に、スペクトルにデイツプが生じ、ＣＨ２のみを受信し
た方が良好となる。

［発明の目的コ 本発明の第１の目的は、各ＡＮＴ　のマルチノ（ス受信
状態に合わせてマルチパス歪が小さくなるよう合成比を
制御することができる合成ダイノペシティ受信装置を提
供することである。

本発明の第２の目的は、一方のＣＨのみ、マルチパスが
入ってきた状態でのマルチノ（ス歪劣化を最少銀に抑え
ることができる合成ダイノくシティ受信装置を提供する
ことである。

［課題を解決するための手段］ 上記第１の目的を達成するために１本発明による、第１
のアンテナからの第１の受信信号と第２のアンテナから
の第２の受信信号を少なくとも合成器を含む合成回路で
合成し１合成出力を得る合成ダイバシティ受信装置は、
上記合成回路に入力する第１の受信信号に含まれるマル
チパス歪を検出する第１のマルチパス歪検出回路と、上
記合成回路に入力する第２の受信信号に含まれるマルチ
パス歪を検出する第２のマルチパス歪検出回路と。

上記第１および第２のマルチパス歪検出回路出力を比較
する比較回路と、該比較回路出力に応じて上記合成器に
入力するそれぞれの信号レベルを調整する手段とを含む
ことを要旨とする。

上記第２の目的を達成するために１本発明による、上記
種類の合成ダイバシティ受信装置においては、上記合成
回路が上記合成器の出力と第１の受信信号を混合する第
１の混合器と該第１の受信信号と該第１の混合器からの
信号を混合し、上記合成器の一方の入力に出力する第２
の混合器と。

合成器出力と第２の受信信号を混合する第３の混合器と
、該第３の混合器からの出力と上記第２の受信信号を混
合し、上記合成器の他方の入力に出力する第４の混合器
とを備え、上記第１の混合器からの信号に含まれるマル
チパス歪を検出する第１の検出回路と、上記第３の混合
器からの信号に含まれるマルチパス歪を検出する第２の
検出回路と、上記第１および第２の検出回路の出力を比
較する比較回路と、該比較回路出力に対応して、上記第
１および第３の混合器に入力される上記合成器の出力を
それぞれ調整する手段とを備えている。

［作用］ 各合成する信号についてマルチパス歪状態を検出し、各
検出信号を比較して合成の重付けを制御する。

［実施例］ 以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。

第１図は本発明による合成ダイバシテイ受信装置の構成
を示すブロック図で、図中、２４は合成人力ＣＨＩ、２
５は合成入力ＣＨ２，２６は合成回路、２７．２８　は
可変利得増幅器、２９．３０　はマルチパス歪検出回路
、３１　は比較回路、３２　は加算回路、３３　は合成
出力を表わす。

マルチパス検出回路は例えば第４図のように構成され、
図中、３４は対数増幅器、３５はＡＭ検波器、３６は帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ　）、３７は整流回路を表わす
、対数増幅器３４は入力レベルに対するダイナミックレ
ンジを拡大するためのもので、入力レベルの大小に拘ら
ずキャリアのリップル変動成分の検出感度を一定にし、
対数特性は３０ｄＢ　の入力ダイナミックレンジ以上を
カバーする。ＡＭ検波器はキャリアのリップル変動成分
を検出し、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ　）３６　　はキ
ャリアおよびＤＣ成−分を除去し、整流回路３７　はリ
ップル成分を　ＤＣ変換する。

以下上記実施例の動作を説明する。

まず、同相合成回路の原理を説明する。

第５図は上記システムの同相合成回路のブロック図であ
る。ＣＨＡおよびＣＨＢ　には同一回路が用いられる。

ＣＨＡ　の内部の回路は、入力信号ｅ１と出力フィード
バック信号　ｅ。を混合器ＭＩＸＩ　　およびＭＩＸ３
　で掛は算処理する系統と、入力信号を位相シフト回路
φ　によりπ／２移相した信号　ｅ２と出力フィードバ
ック信号ｅ（１をＭＩＸ２　とＭＩＸ４　で掛は算処理
する系統を含み、この二つの系統の信号を合成器Σ１で
合成する。この回路で入力信号の位相を制御することが
できる。　　ＣＨＢ　＋Ｊ　ＣＨＡ　と同様の回路構成
になっており、出力　ｅｏはＣＨＡ　の出力　ｅ７と同
様で、合成器Σ２によって合成される。

まず、ＣＨＢ　　からの出力　ｅｏ（ｔ）はないものと
し、　　ＣＨＡのみについて考える。入力信号をｅｔ（
ｔ）＝　　Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋φｍ（ｔ））・・・
・・・・・・　（１） とする。こ＼で Ａ（ｔ）：　　振幅 ω　　：　変調角周波数 （＝　２πｆ、ｆ　　＝　　１０．７　Ｍ七）φｍ（ｔ
）　　：　　変調信号による位相偏移量出力のフィード
バック信号ｅ　ｏ（ｔ　）をｅｇ　（ｔ）＝　　Ｂ（ｔ
）ＣｏＳ（（１１ｔ＋φ、（ｔ）十〇、）・・・・・・
・・・　（２） と仮定する。こＮで、θ、は入力信号ｅ　ｔ（ｔ　）に
対する位相変動量とする。

入力信号ｅ１とフィードバック信号ｅ　ｏ（ｔ　）をリ
ミッタを通して振幅を　１　にしたｅ′、（ｔ）。

ｅ’ｏ（ｔ）をＭＩＸ３　で掛は算処理をし、位相検波
を行なう。ＭＩＸ３　の出力　ｅ３（ｔ）はｅ３（ｔ）
＝　　ｅ’１（ｔ）Ｘ　　ｅ’ｏ（ｔ）＝　　ｃｏｓ　
（ωｔ＋φｍ（ｔ）） Ｘｃｏｓ　（ωｔ＋φ−ａ（ｔ）＋０１）＝　　＋　［
ｃｏｓ　（２（１１ｔ＋２φｍ（ｔ）＋θ１　　）　　
＋　　ｃｏｓθ、］ ・・・・・・・・・　（３） ｅ　３（ｔ　）に低域通過フィルタ（ＬＰＦ　）を通過
させると、 となり、直流成分が出力される。

次に、この　ｅ’３（ｔ）を制御信号とし、入力信号ｅ
１（ｔ）をＭＩＸＩ　　により振幅変調を行なう。ＭＩ
ＸＩ　　の出力信号　ｅ　ｓ（ｔ　）はｃｏｓ（ωｔ＋
φｍ（ｔ）） （５） となる。

混合器ＭＩＸ２　およびＭＩＸ４　は入力信号ｅ、（ｔ
）を位相シフト回路　ψ　により　π／２移相させた信
号 ｅ２（ｔ）＝　　Ａ（ｔ）ｃｏｓ　（２（、＋　ｔ＋２
φ＋ｍ（ｔ）＋π／２　） ・・・・・・・・・　（６） と、フィードバック信号　ｅｏ（ｔ）　をＭＩＸＩ。

ＭＩＸ３　　と同様な処理を行なっている。

ＭＩＸ２　　からの出力信号ｅ　ｅ（ｔ　）は５ｉｎ（
ωを十φｍ（ｔ　）） （７） となる。

ＭＩＸＩ　　とＭＩＸ２　の出力　ｅｓ（ｔ）。

ｅｅ（ｔ）を合成器Σ、で合成すると。

ｅ７（ｔ） ｅｓ（ｔ）＋　　ｅｅ（ｔ） −ｓｉｎθ１°５ｉｎ（ωｔ＋φ、（１））］となる。

これより、ＣＨＡ　からの出力　ｅ７（ｔ）は仮定した
フィードバック信号　ｅｏ（ｔ）　と等しい　θ１の位
相変動がなされている。

ＣＨＢ　　についても同様の動作が行なわれており、ｅ
ｓ（ｔ）も　ｅｏ（ｔ）と等しい位相変動　θ。

となる。よって入力信号　ｅｔＤ）＋　ｅｇ（ｔ）は本
回路を通して同相の信号ｅ７（ｔ）、ｅｓ（ｔ）に変換
され、合成器Σ２によって同相合成される。

上記のように二つのチャンネルの信号を同相にした上で
マルチパス歪の多い方の信号を可変利得増幅器２７．２
８　　によって減衰させて合成炭を下げる。

第６図は第２の発明を実現するための回路の構成を示す
ブロック図である。同図において、Ｂ　Ｐ　Ｆ、ｒ　Ｂ
　Ｐ　Ｆ１’　、　Ｂ　Ｐ　Ｆ２は帯域通過フィルタ、
ＭＩＸｌ　　、ＭＩＸｔ’　　、ＭＩＸ２　、ＭＩＸ２
’は混合器、ＡＤＤ　は加算回路、ＡＭＰ、ＡＭＰ’は
可変利得増幅器、Ｌはリミッタ、ＣＯＭは比較回路、Ｄ
、、Ｄ２はマルチパス歪検出回路である。

ＢＰＦＩ　の出力信号は　ＦＭ変調抑圧がされてＢＰＦ
ｌの出力にはマルチパス歪（リップル変動）°が生じる
。このマルチパス歪を検出回路Ｄｉ　ｐ　Ｄ２で検出し
、　ＣＨＩ　　と　ＣＨ２の歪を比較回路ＣＯＭで比較
し、歪の大きい方のＢＰＦｌ　またはＢＰＦ１’の出力
信号が低下するように可変利得増幅器ＡＭＰ　またはＡ
ＭＰ’力信号が低下し、二つのＣＨの歪が同一状態とな
った所で安定する。この結果マルチパス歪の大きい方の
信号の合成ウェイトが小さくなる。よって合成信号のマ
ルチパス歪は最良状態に設定される。可変利得増幅器Ａ
ＭＰ、ＡＭＰ’は（Ａ）〜（Ｇ）、（Ａ’）〜（Ｇ′）
のいずれに入れてもよい。

［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明によれば、マルチパス歪が小
さい合成出力を得ることができるという利点が得られる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による合成ダイパシテイ受信装置の構成
を示すブロック図、第２図は従来の合成ダイバシティ受
信装置の構成を示すブロック図、第３図は二つのチャン
ネルの合成結果を概念的に示す図、第４図はマルチパス
検出回路の構成を示すブロック図、第５図は同相合成回
路の構成を示すブロック図、第６図は第２の発明を実現
するための回路の構成を示すブロック図である。 ２４・・・・・・・・・合成人力ＣＨＩ　　、２５・・
・・・・・・・合成人力ＣＨ２，２６・・・・・・・・
・合成回路、２７，２８・・・・・・・・・可変利得増
幅器、２９．３０・・・・・・・・・マルチパス歪検出
回路、３１・・・・・・・・・比較回路、３２・・・・
・・・・・加算回路、３３・・・・・・・・・合成出力
、３４・・・・・・・・・対数増幅器、３５・・・・・
・・・・ＡＭ検波器、３６・・・・・・・・・帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ　）、３７・・・・・・・・・整流回
路・

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１のアンテナからの第１の受信信号と第２のア
   ンテナからの第２の受信信号を少なくとも合成器を含む
   合成回路で合成し、合成出力を得る合成ダイバシティ受
   信装置において、 上記合成回路に入力する第１の受信信号に含まれるマル
   チパス歪を検出する第１のマルチパス歪検出回路、 上記合成回路に入力する第２の受信信号に含まれるマル
   チパス歪を検出する第２のマルチパス歪検出回路、 上記第１および第２のマルチパス歪検出回路出力を比較
   する比較回路、および 該比較回路出力に応じて上記合成器に入力するそれぞれ
   の信号レベルを調整する手段 を含むことを特徴とする合成ダイバシティ受信装置。
2. （２）第１のアンテナからの第１の受信信号と第２のア
   ンテナからの第２の受信信号を少なくとも合成器を含む
   合成回路で合成し、合成出力を得る合成ダイバシティ受
   信装置において、 上記合成回路は上記合成器の出力と第１の受信信号を混
   合する第１の混合器と、該第１の受信信号と該第１の混
   合器からの信号を混合し、上記合成器の一方の入力に出
   力する第２の混合器と、合成器出力と第２の受信信号を
   混合する第３の混合器と、該第３の混合器からの出力と
   上記第２の受信信号を混合し、上記合成器の他方の入力
   に出力する第４の混合器とを備え、 上記第１の混合器からの信号に含まれるマルチパス歪を
   検出する第１の検出回路、 上記第３の混合器からの信号に含まれるマルチパス歪を
   検出する第２の検出回路、 上記第１および第２の検出回路の出力を比較する比較回
   路、および 該比較回路出力に対応して、上記第１および第３の混合
   器に入力される上記合成器の出力をそれぞれ調整する手
   段 を含むことを特徴とする合成ダイバシテイ受信装置。