JPH0353620A - 等利得合成ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は等利得合成ダイバーシティ受信装置に係り、特
に復調出力歪の除去及びＳ／Ｎの向上のためにトラッキ
ングフィルタを組み込んだ改良に？する． ［発明の概要］ 等利得合或ダイバーシティ受信装置において、合成器の
出力側にトラッキングフィルタが設けられ、復調器の出
力信号を該トラッキングフィルタにフィードバックする
ことにより、その中心周波数を復調出力信号の瞬時角周
波数に追従させるようにしたものである． ［従来の技術］ 等利得合或ダイバーシティ受信機は、複数のアンテナで
受信した位相差を有する複数の信号を同相とした上で合
成し、その合成信号を復調することにより、マルチバス
フエージングの影響を減少させ、良好な受信状態を得よ
うとするものである．一般にアンテナの位置が異なると
、アンテナ出力のキャリア信号の位相が変化する。これ
は電波の伝搬路上における伝搬時間が異なることによる
。

第３図にフェージングの発生過程を示す。同図において
、送信側のアンテナＳから送出された電波は、直接波ｅ
ｄ■ｗｅｄ２が受信側のアンテナａ，ア？テナｂに送ら
れる．また、反射波ｅｕ■ｅｅｕ２も夫々アンテナａ，
アンテナｂに送られる．各信号を次式のように仮定する
と， ｅａｚ＝Ｅａａ　ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ一（１）＋０１）
　　　　　　　　　　　　・・・（１）ｅｕｘ＝Ｅｕａ
　ｃｏｓ（ωｃ（ｔ−τ）＋φｍ（ｔ−で）＋０３）　
・・・（２）ｅｄ，＝Ｅｄｂｃｏｓ（ωｃｔ＋φｍ（ｔ
）＋０３）−（３）（！ｕａ＝Ｅｕｂ　ｃｏｓ（ωｃ（
ｔ−τ）＋φ一（ｔ一τ）十〇，）　　　・・・（４）
但し、Ｅｄａはｅｄｘの振幅，θ、はａｄｚのキャリア
の初期位相Ｅｕａはｅｔｈ　　’　　＊θ３はｅｕｘＥ
ｄｂはｅｄ２，θ，はｅｄｘ　　　　　’Ｅｕｂはｅ山
　〃　，θ．はｅｌｍ　　　　　”ωＣはキャリアの角
周波数、τは反射物で反射されて到来する時の遅延時間
、φｍ（ｔ）は変調或分、φｏ＋（ｔ−で）はτだけ遅
れた変調成分である。

τの時間内において，φｍ（ｔ）の変化が非常に小さい
時、即ち、次式が成り立つ時 φｍ（ｔ）”Ｆ　φ鳳（ｔ−τ）　　　　　　　　　　
　　　・・・（５）この条件を前提にして， アンテナａとアンテナｂ との間に生ずるキャリア位相差を同相で合或することに
よって、等利得合成ダイバーシティ受信機において，マ
ルチパスフェージングの影響を減少させている。しかし
、遅延時間τの時間内でφｍ（１）が大きく変化する場
合、（５）式を満足できず、等利得合成動作は、状態が
異なってくる。今、等利得合成ダイバーシティ受信機の
従来システム図を第５図に示し、アンテナに到来する直
接波及び反射波の瞬時周波数の変化を第４図に示す。

第５図において，１及び２は受信アンテナ、３及びｌ４
はフロントエンド、４及びｌ５はＩＦフィルタ、５及び
工６は第ｌのミキサ，６及びｌ７はバンドパスフィルタ
、７及び１８はリミッタ２８及び１９は第２のミキサ、
９はローバスフィルタ、１０はＦＭ復調器，１１はリミ
ッタ、ｌ２はバンドパスフィルタ、１３は合或器（加算
器）である． 更に第４図において、反射波Ｓ２は直接波Ｓ１に比べ時
間τだけ遅れていることを示し、時間ｔｐにおいて、直
接波Ｓ８の瞬時角周波数はωＤ，反射？Ｓ２の瞬時角周
波数はωＵとなり、互いに角周波数の異なる２つの信号
とみなすことができる．また、両者の差ωＤ−ωｕ（＝
Δω〉は．ＦＭ変調によって，時間的に変動する． （１）〜（４）式を変形して，この状態を示すと，ｅ，
１■＝ＥｄＢ　ｃｏｓ（ω■ｔ＋θ．）　　　　　−（
６）Ｑｕ，：ＥｕＢ　ｅｏｓ（ω１３　ｔ＋θ．）　　
　　　・（７）ｅｄよ＝ＥｄｂＣＯＳ（ωＤｔ＋ＯＳ）
−（Ｓ）ｅｕ．＝Ｅｕｂ　ｃｏｓ（ωｕｔ＋θ一　　　
　−（９）但し、θｘ：８ｃｈの瞬時角周波数の初期位
相，ωＤ＝ωＵ＋Δωθ，：ａ１１エ θ３　：　ｅｄ２ θ＊：ｅｕｚ アンテナ１で得られた信号ｅａ、アンテナ２で得られる
信号ｅｂは ｅａ＝ｅ（１，＋ｅ＋ｎ＝Ｅｄａ　ｃｏｓ（ωｏｔ十〇
、）＋Ｅ１３６　ｃｏｓ（ωｕｔ＋０２）・・・（１０
） ｅｂ＝ｅｃｈ＋ｅｌｌｉ＝Ｅｄｂ　ｃｏｓ（ωＤｔ＋θ
ｚ）＋Ｅｕｂ　ｃｏｓ（ωｕｔ＋θ，）・・・（１１） ？５図において、アンテナ１で受信された電波は、フロ
ントエンド３でＩＦ信号に変換され，また、アンテナ２
で受信された電波もフロントエンド１４で同様にＩＦ信
号に変換され，ＩＦフィルタ４及びＩＦフィルタ１５を
介して等利得合或ダイバーシティ部へ入力される．以下
の説明を簡略するために，第５図におけるＩＦ信号ｅａ
，ｅｂは夫々（１０）　，　　（１１）式で表わされる
ものとする。

この結果、等利得合或ダイバーシティ部に入力される信
号ｅａｗｅｂは第６図（ａ）に示す如く夫々ωＤ，ωＵ
の２つの角周波数を有する信号となる．また、等利得合
成ダイバーシティ部では瞬時角周波数ωひ，ωＵ夫々に
ついて、同相合或が行なわれるので、リミッタｌ１の出
力をｅ■として次式で表わす． ｅ６＝ｃｏｓωｌｔ　十ｃｏｓωｌ′ｔ１０１（１２）
但し、ωｌはωＤの同相合成により得られた瞬時角周波
数、ωｉ′はωＵの同相合或により得られた瞬時角周波
数（＝ωｉ一Δω）である。

［発明が解決しようとする課Ｍ］ しかし，上記ｃｏが再度第１のミキサ５及び１６でミキ
サされる時にωＤとω１′、ωＵとωｌとの積が発生す
ることにより、新しいビートが発生する．第１のミキサ
５の出力ｅａ１は，ｅＢ１＝　ｅ６Ｘ　ｅｏ　　　　　
　　　　　　　・−・（１３）バンドパスフィルタ６は
（ｌ３）式のｅａｔの下側波を通し、また、帯域幅Ｂω
、中心周波数ωＣ（＝ωＤ一ω１）の狭帯域フィルタと
すると、その出力ｅａ２は・ ｅａｚ＝Ｅｄａ［ｃｏｓ｛（ωＤ一（Ｉｌｌ）ｔ＋θ，
｝＋ｃｏｓ　（（（＆）Ｄ−ω１’）ｔ＋θ！｝］十Ｅ
ｕａ［ｃｏｓ（（ωｕ−ωｌ）　ｔ十〇，）＋ｃｏｓ（
（ωｇ−ωｌ’）ｔ＋θ２｝］・・・（１４） 但し、ωＤ一ωｌ′＝（ω０−ωｌ）十Δω，ωＵ−ω
ｌ＝（ω０−ω１）一Δω，　ωＵ−ω１′＝ωＤ一ω
ｌである． ？ミッタ７の出力ｅａ■は第６図（ｂ）の瞬時スペクト
ルを有し，第（１４）式のｅａ２の振幅或分Ｅｄａ＋Ｅ
ｕａを１に制限するものとすると、第２のミキサ８の出
力ｅａ４は、 ｅａ４＝　ｅａ　”　ｅａａ　＝　（ｃｏｓωｌ　ｔ　
＋ＣＯＳ（１）Ｌ’　ｔ　）　●［ｃｏｓ（（ωｏ　ω
ｉ）ｔ＋０１）＋ｃｏｓ（（ω０’−ωｌ’）ｔ十〇、
｝＋ｃｏｓ（（ωｇ−ωｌ）ｔ十ｏｚ＋ｃｏｓ（（ω１
１−ωｌ′）ｔ＋０２）〕・・・（１５） 同様にｅｂの信号入力に対して第２のミキサ１９の出力
ｅｂ４を求めると、 ｅｂ４＝ｅｂｊｅｂ３＝（ｃｏＳωｌｔ＋ｃｏＳω１′
ｔ）●［ｃｏＳ｛（ωｒω１）ｔ十〇，｝十〇Ｏ８（（
（ＩＩＤ−ωｌ’）ｔ＋θ，）＋ｃｏｓ（（ωｕ−（＋
）１）ｔ十〇Ｊ＋ｃｏｓ（（ωｕ−（１１１’）ｔ＋０
２｝］・・・（ｌ６） 合成器１３で、（１５），　（１６）式のｅａ４とｅｂ
４を同相で合成し、夫々の下側波を通すバンドパスフィ
ルタ１２を介して取り出し，リミツタ１１で振幅成分を
１に制限した出力ｅ。は、 ｅ（＝ｃｏｓωｌｔ＋ｃｏｓωｌ’ｔ＋ｅｏｓ（（ωｌ
＋Δω）ｔ＋θα）＋Ｃｏｓ（＜ＣＩｌ１’＋Δω）ｔ
十〇ａ　）　＋ｃｏｓ　（（ωｈ−Δω）ｔ−θα）十
ｃｏｓ　（（（１１１’一Δω）ｔ一θＣｌ　）　＋ｃ
ｏｓ　（（（Ｉｌｌ十Δω）ｔ十〇−）＋ｃｏｓ　　（
（（１１１’＋Δｃ．＋）ｔ一θｐ　）　　＋ｃｏｓ　
　（（（Ｉｌ１一Δω）ｔ−θ−　｝　＋ｃｏｓ　　（
（ωｌ’＋Δω）ｔ＋θ一　）　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　−（１７）但し、θα＝０１一
０２，θｐ＝０２一〇。ω１＋Δω＝ωｌ，ω１′−Δ
ω＝ω１−２Δωである． ここで、リミッタ１１の出力スペクトラムを第６図（ｃ
）に示す。

以上のようにリミッタ１１の出力には、ωｈωｌ＋Δω
，ωｌ一Δω，ω１−２Δωのスペクトル戒分が出力さ
れ，希望波ωｌに対して．ＦＭ復調器１０には、不要ス
ペクトラムが生じるので、ローバスフィルタ９を介して
得られる復調出力ＡＦには、復調歪が含まれる。

［発明の目的］ 従って本発明の目的は等利得合或ダイバーシティ受信装
置において、トラッキングフィルタを用いることにより
、反射波による妨害戒分に基づく復調歪を除去してＳ／
Ｎを向上させるにある．［課題を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、合或器の出力側にト
ラッキングフィルタを設け、復調器の出力信号を該トラ
ッキングフィルタにフィードバックすることにより、該
出力信号の瞬時角周波数に上記トラッキングフィルタの
中心周波数を追従させるように構威したことを要旨とす
る．［作用］ トラッキングフィルタの中心周波数は復調出力信号の瞬
時角周波数に追従するので、その出力は希望ＦＭ変調信
号だけとなる。従って反射波による妨害成分は除去され
、復調歪の発生を防止できる． ［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する．第
１図は本発明による等利得合或ダイバーシティ受信装置
の一実施例を示す。同図において、第５図と同一符号の
ものは同一又は類似の回路をあらわし、第５図と相違す
る構威は狭帯域トラッキングフィルタ２０が合成器１３
の出力側に設けられ、復調出力信号ＡＦが該トラッキン
グフィルタにフィードバックされて，その中心周波数が
復調出力信号の瞬時角周波数に追従するようになってい
る点にある。

次に上記実施例の動作を説明する．第１図において，ア
ンテナ１に入力された電波は、フロントエンド３によっ
てＩＦ周波数に変換後、ＩＦフィルタ４を介して出力さ
れる．その出力信号は、第１のミキサ５に入力され，リ
ミッタ１１からのフィードバック信号との積をとる．バ
ンドバスフィルタ６では第１のミキサ５の出力の下側波
のみを通過させ，その出力信号はリミッタ７により、振
幅変動成分を除去し，第２のミキサ８に入力される．第
２のミキサ８では，ＩＦフィルタ４の出力信号との積を
取り出力する．また、アンテナ２の入力信号もフロント
エンド１４、ＩＦフィルタ１５、第１のミキサ１６、バ
ンドパスフィルタ１７、リミッタ１８、第２のミキサｌ
９により同様の動作が行なわれる．第２のミキサ８，１
９の出力信号は合成器１３で同相合成され，狭帯域トラ
ッキングフィルタ２０に入力される．狭帯域トラッキン
グフィルタ２０では、そのフィルタの中心周波数が直接
波に対するフィードバック信号の瞬時角周波数ωｌに追
従し，その出力信号はリミッタ１１により，振幅成分を
除去後、第１のミキサ５，１６のフィードバック信号と
なる．また、その出力信号ＦＭ復調器１０に入力されロ
ーバスフィルタ９を介して復調出力信号として出力され
る．また、この復調出力信号は，狭帯域トラッキングフ
ィルタ２０の制御信号としてフィードバックされる． 第２図に狭帯域トラッキングフィルタ２０の振幅、位相
特性を示す．同図においてω。は，無変調時のフィード
バック角周波数、ωｄｅＶは最大周波数偏移となり、ω
１は、ω。一ωｄｅＶ≦ωＬ≦ω０十ωｄｅｖ内を移動
する．その際フィルタ２０の中心周波数も、ωｌに追従
して動作する。この時の位相は一定であり，これにより
、フィルタの遅延時間はＯとなる．即ち．ＦＭ復調器１
０、ローパスフィルタ９の入出力の応答遅れが非常に小
さいものとすると、ＦＭ復調器１０に入力されるＦＭ変
調信号に応じた復調信号が、瞬時にローパスフィルタ９
より出力される．ローパスフィルタ９より出力される瞬
時電圧は、ＦＭ変調信号の瞬時周波数を現わしている．
従ってローパスフィルタ９の出力信号によってトラッキ
ングフィルタ２０の中心周波数を決定させれば、トラッ
キングフィルタ２０の出力には希望ＦＭ変調信号のみを
得ることができる．トラッキングフィルタ２０は狭帯域
フィルタの特性を有することから，フィルタ自体は遅延
時間が大きくなる．しかし，トラッキングフィルタの制
御の動作から、そのフィルタ２０の入力周波数に応じて
，中心周波数が追従するため第２図に示すように常に位
相特性の“Ｏ”点の位置でフィルタ２０が使用されるこ
とになる．従って、フィルタ２０の制御に遅れがないか
ぎり遅延時間は“Ｏ”となる． よって、第１のミキサ５，１６の動作は、第５図に示し
た従来の等利得合成ダイバーシティ機能を充分満たすこ
ととなる．この結果，トラッキングフィルタ２０の入力
側に希望信号以外の不要な信号があってもその出力は，
希望信号のみを得ることができる． ［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、直接波と反射波の
周波数による等利得合成における出力歪が低域でき、ま
たトラッキングフィルタにより帝域外雑音を除去するた
めＳ／Ｎが改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
狭帯域トラッキングフィルタの振幅位相特性図，第３図
は電波伝搬系路図、第４図はＦＭ波の瞬時角周波数変化
を示す図，第５図は従来の等利得合或ダイバーシティ受
信機のブロック濶，第６図は該受信機の各点における瞬
時スペクトル図である．

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 複数のアンテナで受信した各フロントエンドからの信号
   を同相にして合成する合成器と、該合成器からの合成信
   号を復調する復調器を備えた等利得合成ダイバーシティ
   受信装置において、上記合成器の出力側にトラッキング
   フィルタを設け、上記復調器の出力信号を該トラッキン
   グフィルタにフィードバックすることにより、該出力信
   号の瞬時角周波数に上記トラッキングフィルタの中心周
   波数を追従させるように構成したことを特徴とする等利
   得合成ダイバーシティ受信装置。