JPH037060A - 可変過電流保護ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
可変過電流保護ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH037060A JPH037060A JP13980189A JP13980189A JPH037060A JP H037060 A JPH037060 A JP H037060A JP 13980189 A JP13980189 A JP 13980189A JP 13980189 A JP13980189 A JP 13980189A JP H037060 A JPH037060 A JP H037060A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明はスイッチングトランジスタなどのスイッチング
手段を介し、直流電源電圧を繰返し開閉して所定の直流
電圧を出力すると共に、出力電流を所定値以下に制限す
る過電流保護機能を持つＤＣ−ＤＣコンバータに関する
もので、特に定電力負荷を保護し得るように制限電流値
を直流出力電圧に応じて可変する機能を備えた可変過電
流保護ＤＣ−ＤＣコンバークに関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。また論理もしくはレベル“Ｈｉｇｈ“、“Ｌ
ｏｗ″は単に“Ｈ“、“Ｉ Ｌ ｎと記すものとする。
手段を介し、直流電源電圧を繰返し開閉して所定の直流
電圧を出力すると共に、出力電流を所定値以下に制限す
る過電流保護機能を持つＤＣ−ＤＣコンバータに関する
もので、特に定電力負荷を保護し得るように制限電流値
を直流出力電圧に応じて可変する機能を備えた可変過電
流保護ＤＣ−ＤＣコンバークに関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。また論理もしくはレベル“Ｈｉｇｈ“、“Ｌ
ｏｗ″は単に“Ｈ“、“Ｉ Ｌ ｎと記すものとする。
第３図は過電流保護機能を持つ従来のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路例を示す。同図において０１は直流電源、０
２は負荷、Ｑｌは直流電源０１を繰返しオン、オフする
ためのスイッチングトランジスタ、０４はこのトランジ
スタ（１の開閉を制御する制御回路、０３はこの制御回
路０４の直流電源である。 またＬｌはトランジスタＱ１によって断続された出力直
流電圧を平滑化するための平滑リアクトル、Ｃ１は同じ
く平滑コンデンサ、ＤｌはトランジスタＱ１のオフ時に
リアクトルＬ１の電流路となるフライホイルダイオード
、Ｒ１はこのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流■０を検
出するための電流検出抵抗である。 次に制御回路０４において、ｌはＰＷＭ （パルス中変
調）コンパレータで、このコンパレータ１は、その＋（
プラス）端子に所定周期、所定振巾の鋸歯状の高周波（
搬送波ともいう）の電圧ＥＩＯを入力すると共に、その
２つの−（マイナス）端子ニ可変の比較電圧Ｅｌｌ、
Ｒ１２を入力しており、鋸歯状波電圧Ｒ１００値がこ
の比較電圧Ｅｌｌ、 Ｒ１２のうち何れか低い方の電圧
を下回る期間にはその出力を°“Ｌ”としてスイッチン
グトランジスタＱ１をＯＮさせ、逆に鋸歯状波電圧ＥＩ
Ｏが前記低い方の電圧を上回る期間にはその出力を“Ｈ
”としてトランジスタＱ１をＯＦＦさせる。このように
してＰＷＭコンパレータ１の入力する比較電圧Ｅｌｌま
たはＲ１２（の何れか低い方の電圧）の増、減に応じて
、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間比＝（ＯＮ
時間）／ （（ＯＮ時間）＋（ＯＦＦ時間））＝ （Ｏ
Ｎ時間）／（搬送波周期）の値、従ってトランジスタＱ
ｌの （出力（平均）電圧）／（直流電源０１の電圧）の値の
それぞれ増、減が行われる。 ４は電圧調節回路で電圧設定値ＥＳとＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧ＥＯとを比較し、ＥＯがＢＳに対応して
所定値となるように、つまりコンバータ出力電圧ＥＯが
前記所定値を上回ろうとすると、この調節回路４の出力
電圧としての比較電圧Ｅｌｌを下げ、逆にコンバータ出
力電圧ＥＯが前記所定値を下回ろうとすると比較電圧Ｅ
ｌｌを上げるように、ＰＷＭコンパレータ１への入力比
較電圧Ｅｌｌを可変調節する。 ２は過電流制限回路で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
流■０によって電流検出抵抗Ｒ１に生ずる電流検出電圧
ＥＯｉと過電流設定値ＥＩＳに対応する所定電圧とを比
較し、前者ＥＯｉがこの所定電圧を越えると、この制限
回路２の出力電圧としてのＰＷＭコンパレータ１への人
力比較電圧Ｅ１２を“Ｈ”（入力最大値）がら“Ｌ″（
入力最小値）に変化させる。 第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＥＯ
対出力電流ＩＯの特性例を示す。即ち出力電流■０が過
電流設定値ＥＩＳに対応する所定の過電流制限値Ｉｓを
越えない間は、過電流制限回路２の出力する比較電圧Ｅ
１２は“Ｈ”（入力最大値）のため、ＰＷＭコンパレー
タ１はこの比較電圧Ｅ１２より低い電圧調節回路４の出
力比較電圧Ｅｌｌと搬送波人力ＥＩＯとの比較動作をし
、コンバータ出力電圧ＥＯは電圧設定値ＥＳの値ＥＳＩ
。 ＢＳ２に応じた定電圧特性を示す。 しかしコンバータ出力電流■０が増加して過電流制限値
ＩＳを越えようとすると、過電流制限回路２の出力比較
電圧Ｅ１２が“Ｌ”（入力最小値）に切換わり、ＰＷＭ
コンパレータｌはこの比較電圧Ｅ１２と搬送波人力ＥＩ
Ｏとの比較動作に切換ゎるため、コンバータ出力電圧Ｅ
Ｏは０に向って急速に垂下する。このようにして電圧設
定値ＥＳの如何にかかわらず、一定の過電流制限値Ｉｓ
で保護動作が行われる。
ータの回路例を示す。同図において０１は直流電源、０
２は負荷、Ｑｌは直流電源０１を繰返しオン、オフする
ためのスイッチングトランジスタ、０４はこのトランジ
スタ（１の開閉を制御する制御回路、０３はこの制御回
路０４の直流電源である。 またＬｌはトランジスタＱ１によって断続された出力直
流電圧を平滑化するための平滑リアクトル、Ｃ１は同じ
く平滑コンデンサ、ＤｌはトランジスタＱ１のオフ時に
リアクトルＬ１の電流路となるフライホイルダイオード
、Ｒ１はこのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流■０を検
出するための電流検出抵抗である。 次に制御回路０４において、ｌはＰＷＭ （パルス中変
調）コンパレータで、このコンパレータ１は、その＋（
プラス）端子に所定周期、所定振巾の鋸歯状の高周波（
搬送波ともいう）の電圧ＥＩＯを入力すると共に、その
２つの−（マイナス）端子ニ可変の比較電圧Ｅｌｌ、
Ｒ１２を入力しており、鋸歯状波電圧Ｒ１００値がこ
の比較電圧Ｅｌｌ、 Ｒ１２のうち何れか低い方の電圧
を下回る期間にはその出力を°“Ｌ”としてスイッチン
グトランジスタＱ１をＯＮさせ、逆に鋸歯状波電圧ＥＩ
Ｏが前記低い方の電圧を上回る期間にはその出力を“Ｈ
”としてトランジスタＱ１をＯＦＦさせる。このように
してＰＷＭコンパレータ１の入力する比較電圧Ｅｌｌま
たはＲ１２（の何れか低い方の電圧）の増、減に応じて
、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間比＝（ＯＮ
時間）／ （（ＯＮ時間）＋（ＯＦＦ時間））＝ （Ｏ
Ｎ時間）／（搬送波周期）の値、従ってトランジスタＱ
ｌの （出力（平均）電圧）／（直流電源０１の電圧）の値の
それぞれ増、減が行われる。 ４は電圧調節回路で電圧設定値ＥＳとＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧ＥＯとを比較し、ＥＯがＢＳに対応して
所定値となるように、つまりコンバータ出力電圧ＥＯが
前記所定値を上回ろうとすると、この調節回路４の出力
電圧としての比較電圧Ｅｌｌを下げ、逆にコンバータ出
力電圧ＥＯが前記所定値を下回ろうとすると比較電圧Ｅ
ｌｌを上げるように、ＰＷＭコンパレータ１への入力比
較電圧Ｅｌｌを可変調節する。 ２は過電流制限回路で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
流■０によって電流検出抵抗Ｒ１に生ずる電流検出電圧
ＥＯｉと過電流設定値ＥＩＳに対応する所定電圧とを比
較し、前者ＥＯｉがこの所定電圧を越えると、この制限
回路２の出力電圧としてのＰＷＭコンパレータ１への人
力比較電圧Ｅ１２を“Ｈ”（入力最大値）がら“Ｌ″（
入力最小値）に変化させる。 第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＥＯ
対出力電流ＩＯの特性例を示す。即ち出力電流■０が過
電流設定値ＥＩＳに対応する所定の過電流制限値Ｉｓを
越えない間は、過電流制限回路２の出力する比較電圧Ｅ
１２は“Ｈ”（入力最大値）のため、ＰＷＭコンパレー
タ１はこの比較電圧Ｅ１２より低い電圧調節回路４の出
力比較電圧Ｅｌｌと搬送波人力ＥＩＯとの比較動作をし
、コンバータ出力電圧ＥＯは電圧設定値ＥＳの値ＥＳＩ
。 ＢＳ２に応じた定電圧特性を示す。 しかしコンバータ出力電流■０が増加して過電流制限値
ＩＳを越えようとすると、過電流制限回路２の出力比較
電圧Ｅ１２が“Ｌ”（入力最小値）に切換わり、ＰＷＭ
コンパレータｌはこの比較電圧Ｅ１２と搬送波人力ＥＩ
Ｏとの比較動作に切換ゎるため、コンバータ出力電圧Ｅ
Ｏは０に向って急速に垂下する。このようにして電圧設
定値ＥＳの如何にかかわらず、一定の過電流制限値Ｉｓ
で保護動作が行われる。
しかしながら第３図のようなりＣ−ＤＣコンバータで、
定電力供給を要するような負荷０２５例えばＣＲＴに電
力を供給しようとする場合、第４図のように仮に電圧設
定値ＥＳＩに対しては過電流制限値がＩｓで適切であっ
たとしても、電圧設定値をＢＳ２に高めたときにも過電
流制限値がＩｓのままであるため、負荷０２を過負荷に
よって破壊する慣れがある。 そこで本発明は電圧設定値ＥＳの増に減に応じて過電流
設定値ＥＩＳ（従って過電流制限値Ｉｓ）をそれぞれｆ
Ｉｉ＝増させ得る機能を備えた可変過電流保ｇｔＤｃ−
ＤＣコンバータを提供することにより前記の問題を解消
することを課題とする。
定電力供給を要するような負荷０２５例えばＣＲＴに電
力を供給しようとする場合、第４図のように仮に電圧設
定値ＥＳＩに対しては過電流制限値がＩｓで適切であっ
たとしても、電圧設定値をＢＳ２に高めたときにも過電
流制限値がＩｓのままであるため、負荷０２を過負荷に
よって破壊する慣れがある。 そこで本発明は電圧設定値ＥＳの増に減に応じて過電流
設定値ＥＩＳ（従って過電流制限値Ｉｓ）をそれぞれｆ
Ｉｉ＝増させ得る機能を備えた可変過電流保ｇｔＤｃ−
ＤＣコンバータを提供することにより前記の問題を解消
することを課題とする。
前記の課題を解決するために本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、ｒスイッチング手段（スイッチングトランジス
タＱ１など）を介し第１の直流電圧（直流電源０１など
の電圧）を繰返し開閉して第２の直流電圧（出力電圧Ｅ
Ｏなど）を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記第２の直流電圧が第１の基準電圧（電圧設定値ＥＳ
に比例する所定電圧など）と等しくなるように前記スイ
ッチング手段の開閉の比率を制御する電圧制御手段（Ｐ
ＷＭコンパレータ１．電圧調節回路４など）と、 前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流（ＩＯなど）が第２
の基準電圧（過電流設定値ＥＩＳなど）に対応する所定
の電流値（過電流制限値Ｉｓなど）を越えたときは、前
記スイッチング手段を開く過電流制限手段（ＰＷＭコン
パレータ１．過電流制限回路２など）と、を備えたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記第１の基準電圧が増加したときは第２の基準電圧を
減少させる制限電流可変手段（電圧変換回路３など）を
備えたｊものとする。
ータは、ｒスイッチング手段（スイッチングトランジス
タＱ１など）を介し第１の直流電圧（直流電源０１など
の電圧）を繰返し開閉して第２の直流電圧（出力電圧Ｅ
Ｏなど）を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記第２の直流電圧が第１の基準電圧（電圧設定値ＥＳ
に比例する所定電圧など）と等しくなるように前記スイ
ッチング手段の開閉の比率を制御する電圧制御手段（Ｐ
ＷＭコンパレータ１．電圧調節回路４など）と、 前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流（ＩＯなど）が第２
の基準電圧（過電流設定値ＥＩＳなど）に対応する所定
の電流値（過電流制限値Ｉｓなど）を越えたときは、前
記スイッチング手段を開く過電流制限手段（ＰＷＭコン
パレータ１．過電流制限回路２など）と、を備えたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記第１の基準電圧が増加したときは第２の基準電圧を
減少させる制限電流可変手段（電圧変換回路３など）を
備えたｊものとする。
本発明では従来回路に電圧変換回路を付加し、電圧設定
値ＥＳの増、減に応じてそれぞれ電圧変換回路３の出力
電圧を減、増と変化させ、この出力電圧を過電流設定値
ＥＩＳとして過電流制限回路２に与える。
値ＥＳの増、減に応じてそれぞれ電圧変換回路３の出力
電圧を減、増と変化させ、この出力電圧を過電流設定値
ＥＩＳとして過電流制限回路２に与える。
以下第１図および第２図に基づいて本発明の詳細な説明
する。第１図は本発明の一実施例としての回路図で第３
図に対応し、第２図は第１図の出力電圧ＥＯ対出力電流
１０の特性例を示す図で、第４図に対応するものである
。 第１図においては第３図に対し過電流制限回路２の入力
部に電圧設定値ＥＳを過電流設定値ＥＩＳに変換する電
圧変換回路３が付加されている。 即ちこの電圧変換回路３において制御用トランジスタＱ
２はいわゆるエミッタフォロワ回路を構成しており、同
トランジスタＱ２のベースには電圧設定値ＥＳを抵抗Ｒ
２，Ｒ３で分圧してなる抵抗Ｒ３の電圧が与えられ、こ
のＲ３の両端電圧はトランジスタＱ２のエミッタに接続
された抵抗Ｒ５の両端電圧とほぼ等しい。他方、この抵
抗Ｒ５とトランジスタＱ２のコレクタに接続された抵抗
Ｒ４にはほぼ等しい電流が流れているのでこの抵抗Ｒ５
とＲ４の両端電圧はそれぞれの抵抗値に比例した値とな
っている。従って抵抗Ｒ４の両端電圧は電圧設定値ＥＳ
にほぼ比例した値を持つことになる。 ところでこの抵抗Ｒ４におけ条トランジスタＱ２のコレ
クタ側の端子は過電流制限回路２の−（マイナス）入力
端子に接続されて、この過電流制限回路°で過電流設定
値ＥＩＳを与えている。 結果として、電圧設定値ＢＳの増、減に応じて過電流設
定値ＥＩＳはそれぞれ減、増と変化することになる 第２図は第１図のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＥＯ
対出力電流ＩＯの特性例を示す。即ち電圧設定値ＥＳを
ＥＳＩに設定したときの過電流設定値ＥＩＳはＥ Ｉ
３１（これに対応する過電流制限値ＴＳはｌ５Ｉ）の値
となって、実線のような特性（曲線）となる、同様に電
圧設定値をＥＳ２に設定したときの過電流設定値はＥＩ
Ｓ２（これに対応する過電流制限値は１３２）となって
破線のような特性（曲線）となる。このように実線、破
線の各特性（曲線）における出力電力最大となる点ＰＩ
。 Ｒ２の辿る軌跡はほぼ第２図中の一点鎖線のようになる
。 実用上はこのようなりＣ−ＤＣコンバータは負荷の一般
的な特性から見て例えばこの実線と破線の特性の範囲内
で使用されるというように、正常な使用範囲では出力電
圧、出力電流の極端に大きな変化は必要としないので、
第２図のような特性で定電力供給を必要とする負荷０２
を過不足なく保護することが可能である。
する。第１図は本発明の一実施例としての回路図で第３
図に対応し、第２図は第１図の出力電圧ＥＯ対出力電流
１０の特性例を示す図で、第４図に対応するものである
。 第１図においては第３図に対し過電流制限回路２の入力
部に電圧設定値ＥＳを過電流設定値ＥＩＳに変換する電
圧変換回路３が付加されている。 即ちこの電圧変換回路３において制御用トランジスタＱ
２はいわゆるエミッタフォロワ回路を構成しており、同
トランジスタＱ２のベースには電圧設定値ＥＳを抵抗Ｒ
２，Ｒ３で分圧してなる抵抗Ｒ３の電圧が与えられ、こ
のＲ３の両端電圧はトランジスタＱ２のエミッタに接続
された抵抗Ｒ５の両端電圧とほぼ等しい。他方、この抵
抗Ｒ５とトランジスタＱ２のコレクタに接続された抵抗
Ｒ４にはほぼ等しい電流が流れているのでこの抵抗Ｒ５
とＲ４の両端電圧はそれぞれの抵抗値に比例した値とな
っている。従って抵抗Ｒ４の両端電圧は電圧設定値ＥＳ
にほぼ比例した値を持つことになる。 ところでこの抵抗Ｒ４におけ条トランジスタＱ２のコレ
クタ側の端子は過電流制限回路２の−（マイナス）入力
端子に接続されて、この過電流制限回路°で過電流設定
値ＥＩＳを与えている。 結果として、電圧設定値ＢＳの増、減に応じて過電流設
定値ＥＩＳはそれぞれ減、増と変化することになる 第２図は第１図のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＥＯ
対出力電流ＩＯの特性例を示す。即ち電圧設定値ＥＳを
ＥＳＩに設定したときの過電流設定値ＥＩＳはＥ Ｉ
３１（これに対応する過電流制限値ＴＳはｌ５Ｉ）の値
となって、実線のような特性（曲線）となる、同様に電
圧設定値をＥＳ２に設定したときの過電流設定値はＥＩ
Ｓ２（これに対応する過電流制限値は１３２）となって
破線のような特性（曲線）となる。このように実線、破
線の各特性（曲線）における出力電力最大となる点ＰＩ
。 Ｒ２の辿る軌跡はほぼ第２図中の一点鎖線のようになる
。 実用上はこのようなりＣ−ＤＣコンバータは負荷の一般
的な特性から見て例えばこの実線と破線の特性の範囲内
で使用されるというように、正常な使用範囲では出力電
圧、出力電流の極端に大きな変化は必要としないので、
第２図のような特性で定電力供給を必要とする負荷０２
を過不足なく保護することが可能である。
本発明によれば、スイッチングトランジスタＱ１を介し
直流電源０１の直流電圧を繰返し開閉して出力直流電圧
ＥＯを出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記出力電圧ＥＯが電圧設定値ＥＳに対応する所定電圧
と等しくなるように前記スイッチングトランジスタＱ１
の開閉の比率を制御するＰＷＭコンパレータ１および電
圧調節回路４と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流
ＩＯが過電流設定値ＥＩＳに対応する所定の過電流制限
Ｉｓを越えたときは、前記スイッチングトランジスタＱ
ｌを開く過電流制限回路２と、を備えたＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、 前記電圧設定値ＥＳが増加したときは過電流設定値ＥＩ
Ｓを減少させる電圧変換回路３を備えることとしたので
、 定電力供給を必要とする負荷の過電流保護を適切に行う
ことができる。
直流電源０１の直流電圧を繰返し開閉して出力直流電圧
ＥＯを出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記出力電圧ＥＯが電圧設定値ＥＳに対応する所定電圧
と等しくなるように前記スイッチングトランジスタＱ１
の開閉の比率を制御するＰＷＭコンパレータ１および電
圧調節回路４と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流
ＩＯが過電流設定値ＥＩＳに対応する所定の過電流制限
Ｉｓを越えたときは、前記スイッチングトランジスタＱ
ｌを開く過電流制限回路２と、を備えたＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、 前記電圧設定値ＥＳが増加したときは過電流設定値ＥＩ
Ｓを減少させる電圧変換回路３を備えることとしたので
、 定電力供給を必要とする負荷の過電流保護を適切に行う
ことができる。
第１図は本発明の一実施例としての構成回路図、第２図
は同じく第１図のＤＣ−ＤＣコンバータ定値、ＥＩＳ
（ＥＩＳＩ、ＥＩＳ２）：過電流設定値、Ｉｓ （ＩＳ
Ｉ、ｌ５２）：過電流制限値、ＥＯ：出力電圧、ＩＯ：
出力電流。 第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバータの特性例を示す
図で、第２図に対応するものである。 ＯＩ：直流電源、０２：負荷、０４：制御回路、Ｑ１ニ
スイツチングトランジスタ、１：ＰＷＭコンパレータ、
２：過電流制限回路、３：電圧変換回路、４：電圧調節
回路、ＥＳ （ＥＳｌ、ＥＳ２）：電圧設（ＥＩＳ２） （ＥＩＳＩ ） 第２図 牙４図
は同じく第１図のＤＣ−ＤＣコンバータ定値、ＥＩＳ
（ＥＩＳＩ、ＥＩＳ２）：過電流設定値、Ｉｓ （ＩＳ
Ｉ、ｌ５２）：過電流制限値、ＥＯ：出力電圧、ＩＯ：
出力電流。 第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバータの特性例を示す
図で、第２図に対応するものである。 ＯＩ：直流電源、０２：負荷、０４：制御回路、Ｑ１ニ
スイツチングトランジスタ、１：ＰＷＭコンパレータ、
２：過電流制限回路、３：電圧変換回路、４：電圧調節
回路、ＥＳ （ＥＳｌ、ＥＳ２）：電圧設（ＥＩＳ２） （ＥＩＳＩ ） 第２図 牙４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）スイッチング手段を介し第１の直流電圧を繰返し開
閉して第２の直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
であって、 前記第２の直流電圧が第１の基準電圧と等しくなるよう
に前記スイッチング手段の開閉の比率を制御する電圧制
御手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が第２の基準電圧
に対応する所定の電流値を越えたときは、前記スイッチ
ング手段を開く過電流制限手段と、を備えたＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 前記第１の基準電圧が増加したときは第２の基準電圧を
減少させる制限電流可変手段を備えたことを特徴とする
可変過電流保護ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13980189A JPH037060A (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 可変過電流保護ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13980189A JPH037060A (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 可変過電流保護ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037060A true JPH037060A (ja) | 1991-01-14 |
Family
ID=15253751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13980189A Pending JPH037060A (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 可変過電流保護ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH037060A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001286140A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Densei Lambda Kk | 電源装置 |
| JP2006136136A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Fuji Xerox Co Ltd | 電源装置、出力調整方法及びプログラム |
| US8833263B2 (en) | 2012-01-19 | 2014-09-16 | Hepco Slide Systems Limited | Track systems |
-
1989
- 1989-06-01 JP JP13980189A patent/JPH037060A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001286140A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Densei Lambda Kk | 電源装置 |
| JP2006136136A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Fuji Xerox Co Ltd | 電源装置、出力調整方法及びプログラム |
| US8833263B2 (en) | 2012-01-19 | 2014-09-16 | Hepco Slide Systems Limited | Track systems |
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