JPH037094A - 可変速駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電気車等に搭載される３相誘導電動機を駆
動する可変速駆動装置に関する。

〔従来の技術〕

第２図は、例えば特開昭６３−２３５８９号公報に示さ
れた可変速駆動装置を示す回路図である。

同図において、ｌは電車線の直流電源（例えば、７５０
ボルト）、２は電源開閉器、３はフィルタリアクトル、
４と５はフィルタコンデンサ、６と７はインバータ、８
は２つの１次捲線８１と８２を有する３相誘導電動機で
ある。

この構成において、電源開閉器２が投入されると、フィ
ルタコンデンサ４及び５は直流電源１からの直流電圧を
ｌ：１に分圧して充電する。

３相インバータ６と７は、各分圧直流電圧を３相交流電
圧に変換して、３相誘導電動機８の各１次巻線８１及び
８２に印加する。

そして、１次巻線８１に流れる電流によって生起した回
転磁束と１次巻ｖＡ８２に流れる電流によって生起した
回転磁束とが磁気的に合成され、この合成回転磁束と２
次側に誘導される２次電流との電磁力により３相誘導電
動機８０回転子が回転する。

ここで、第２図に示すように、フィルタリアクトル３を
流れる電流をＩ、フィルタコンデンサ４の端子間電圧を
Ｅ、いフィルタコンデンサ５の端子間電圧をＥＣ２，３
相インバータ６に流入する直流電流を■１．３相インバ
ータ７に流入する電流をｈ２３相インバータ６の出力を
Ｐ５．３相インバータ７の出力をＰ２とした場合、２つ
の３相インバータ６と７の特性アンバランス、２つの１
次巻線８１と８２のインピーダンスのアンバランスによ
り、ＰＩ　＞ｐ、の場合、３相インバータ６と７の内部
損失を無視すれば、初期状態において、次の２式成立す
る。

Ｐｌ　−Ｅｃ＋Ｘ　１　）　＞Ｐｇ　＝ＥｃｚＸ　１２
　　・・・（１）ＰＨ＋Ｐｔ　＝　（ＥＣＩ＋ＥＣり　
Ｘ　Ｉ　　　・・・　（２）また、初期状態において、 Ｅ　（１＝　Ｅ　（１ とすると、上記（１１式および（２）式から、ｒ＋　＞
ｌ＞［。

となる。

従って、フィルタコンデンサ４の端子間電圧Ｅｃｌは減
少し、フィルタコンデンサ５の端子間電圧Ｅ。２は増大
する。

この結果、Ｉ、＝Ｉ２−１となるまで、電圧ＥＣＩは減
少するとともに電圧Ｅｃｚば増大し続け、ＰＩ　ＩＥｃ
ＩＸ　Ｉ　＞ＥｃｔＸ　Ｉ　＝ＰＺとなって、バランス
する。

この現象によって、３相インバータ６と７の直流電圧に
アンバランスが生じて、３相インバータ６と７の出力に
アンバランスが生じる。

〔発明が解決しようとする課題〕

このように、従来の可変速駆動装置では、並列する３相
インバータ６と７におけるスイッチング素子等の構成部
品の特性に特性アンバランスがあったり、また、３相誘
導電動機８の２つの１次巻線のインピーダンスにアンバ
ランスがあったりした場合、３相インバータ６と７の出
力にアンバランスが生じ、このアンバランスに起因する
過電圧によって、３相インバータの上記した構成部品が
破壊されるという問題があった。

この発明は上記問題を解消するためになされたもので、
２つの３相インバータの特性にバラツキがあっても、制
御モードの如何にかかわらず、両者の出力を均等にする
ことができ、３相インバータの過電圧破壊を防ぐことが
できる可変速駆動装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は上記目的を達成するため、第１の３相インバ
ータと第２の３相インバータの入力側の差電圧を検出す
る差電圧検出回路、上記差電圧に基づいて上記第１の３
相インバータと上記第２の３相インバータの変調率を制
御する変調率制御手段に加えて、上記第１の３相インバ
ータの入力側に並列接続された第１のチョッパ回路、上
記第２の３相インバータの入力側に並列接続された第２
のチョッパ回路を有し、可変電圧・可変周波数運転モー
ドでは上記変調率制御手段が動作し、定電圧・可変周波
数運転モードでは上記チｇ７パ回路が動作してその通流
率が上記差電圧に基づき制御される構成としたものであ
る。

〔作用〕

この発明では、可変電圧・可変周波数モードの場合には
、変調率制御手段が動作して、両インバータの出力を均
等にし、定電圧・可変周波数モードの場合には、チョッ
パ回路が動作して、インバータ入力電圧を等しくし、両
インバータの出力を均等にする。

〔実施例〕 以下、この発明の１実施例を図面を参照して説明する。

第１図において、９は抵抗、１０は電圧センサであって
、両者は直列にして３相インバータ６の直流入力端子間
に挿入されている。１１は抵抗、１２は電圧センサてあ
って、両者は直列にして３相インバータ６の直流入力端
子間に挿入されている。１３は差電圧検出回路であって
、電圧センサ１０と１２の出力を取り込んで、両出力の
差ΔＥを検出して絶対値演算回路１４に送出する。絶対
値演算回路１４の出力は変調制御出力切換回路２２およ
び切換スイッチ１５を通して減算回路１６に供給される
。１７はチョッパ回路であって、放電抵抗１９を介して
フィルタコンデンサ４に並列に接続されている。Ｉ８チ
ョッパ回路であって、放電抵抗２０を介してフィルタコ
ンデンサ４に並列に接続されている。Ｄ、、Ｄｉはダイ
オド、ＳＨ，、ＳＨ！はチョッパ素子である。２１は制
御モード判定回路であって、可変電圧・可変周波数制御
モードである場合には切換回路２２の接点Ｓ１、　Ｓ２
をＡ側へ切換える切換指令を送出し、定電圧・可変周波
数制御モードである場合には切換回路２２の接点ＳＩ、
Ｓ２をＢ側へ切換える切換指令を送出する。他の構成は
第２図のものと同じである。なお、図において、 ＰＭＦｌ”ｌ相インバータ６への指令となる減算回路１
６の出力、 ＰＭＦ　１°　：３相インバータ７への指令となる減算
回路１６の出力 ＰＭＦＩ　　：３相インバータ６の変調率ＰＭＦ２　　
：３相インバータ７の変調率である。

この構成において、可変速駆動装置としての基本的な動
作は前記した従来例と全く同一である。

ここでは、３相誘導電動機８の１次巻線８１と８２にイ
ンピーダンスのアンバランスがあるものとする。

例えば、１次巻線８１および８２のインピーダンスをそ
れぞれＺ、およびＺ２とし、Ｚｌ　　＞ｚｚの関係にあ
ると仮定する。

３相インバータ６と７が起動されると、３相インバータ
６と７の入力電流Ｉ、およびＩ２は、ＩＩ−ＫｘＥｃ１
／Ｚ１　・・・・・・・・・・・（３）Ｉ２＝Ｋｘ′Ｅ
ｃ２／Ｚ２　・・・・・・・・・・・（４）となる。但
し、Ｋは定数である。

上記のように、７！ｘ＞Ｚｔであるので、初期状態にお
いて、Ｅｃ＋−”””とすると、（３）式および（４）
式から、 Ｉ、＜Ｉ＜ｌ。

となり、フィルタコンデンサ４の端子間電圧ＥＣＩは減
少し、フィルタコンデンサ５の端子間電圧Ｅｃ！は増大
して、ＥＣＩ＞ＥＣＩとなる。

そして差電圧検出回路１３が差電圧ΔＥを送出する。

ΔＥ　＝Ｅ　ｃＩＥ　ｃｔ ここで、Ｅｃ＋＞Ｅｃｚであるので、ΔＥ＞０である。

この結果、絶対値演算回路１４は、差電圧ΔＥを正の定
数回路に１により増幅した信号ΔＰＭＦ　１を出力する
。

ΔＰＭＦ１＝に、ＸΔＥ・・・・・・・・・（５）ΔＰ
ＭＦ２＝０・・・・・・・・・・・・・（６）３相イン
バータ６．７が力行モードで運転している場合には、切
換スイッチ１５は、第１図に示すように、破線で示され
た接続となる。このため、減算回路１６は下記の演算を
行う。

ＰＭＦ　１“＝ＰＭＦ１−ΔＰＭＦ２・・・・・（７）
ＰＭＦ２°＝ＰＭＦ２−ΔＰＭＦ　１・・・・・（８）
上記（５）および（６）から、 ＰＭＦＩ”−ＰＭＦＩ・・・・・・・・・・・（９）Ｐ
ＭＦ　２”　　士ＰＭＦ２−ＫＩ　　ＸΔＥ　・　・　
・　・　・α０となる。

一般に、変調率ＰＭＦとフィルタコンデンサの電圧Ｅ、
との間には、下記の関係が成立する。

Ｅ、４＝Ｋｔ　ｘＰＭＦｘＥｃ　　・−＝　・−・−・
−＋９１但し、Ｅ、４：電動機の端子電圧 に２　：定数 従って、差電圧検出回路１３が動作する前と後の３相誘
導電動機８の電圧を比較すると、１次巻線８１の電圧は
、 動作前：　ＥＭｌ＝に２　ＸＰＭＦ　Ｉ　ＸＢＣ動作後
：　Ｅｓｒ＝　Ｋｚ　Ｘ　Ｐ　Ｍ　Ｆ　Ｉ　Ｘ　Ｅ（と
なって、変化は生じていない。一方、■次巻線８２の電
圧は、 動作前：Ｅ、＝Ｋｚ　ｘＰＭＦ２ｘＥｃ動作後：　Ｅｘ
ｔ＝に２　Ｘ　（ＰＭＦ２−に１　ＸΔＥ）×Ｅ。

となり、 動作前のＥ。〉動作後のＥＭ！ の関係が生じる。３相誘導電動機８０入力を考えると、 動作前：　Ｐ２　＝　（Ｋｚ　ＸＰＭＦ２ＸＥｃ　）”
　／Ｚ２動作後：　Ｐｇ　＝　ＣＫｚ　Ｘ　（ＰＭＦ２
　　Ｋｌ　ＸΔＥ）ＸＥＣ）　２／Ｚ２ となり、 動作前のｐ、＞動作後のＰ２ の関係が生じる。

３相誘導電動機８への入力電力Ｐｔが差電圧検出回路１
３の動作後に減少するため、電力変換手段に相当する部
分の損失を無視すると、３相インバータ７への入力電力
は減少することになる。従って、入力電流■７が減少し
、フィルタコンデンサ５の端子電圧Ｅｃｚが上昇する。

上述した一連の動作は差電圧検出回路１３が差電圧ΔＥ
を検出している限り継続とするので、Ｅ、、＝Ｅｃ！ となって、再びバランスすることになる。

このようにインバータの変調率を制御して３相インバー
タ出力を調整する方法は可変電圧・可変周波数運転時に
は有効であるが、定電圧・可変周波数運転時はパルス中
が電気角１２０°に固定されたモードであるので、適用
することかできない。

そこで、本実施例では、運転モード（制御モト）が可変
電圧・可変周波数モードである場合には、上記変調率制
御を行い、定電圧・可変周波数モードである場合には、
上記差電圧ΔＥに応じてチョッパ回路１７．１８の通流
率を制御するようにしである。

即ち、定電圧・可変周波数モードである場合には、制御
モード判定回路２１から切換回路２２にｔ旨令を送出さ
せて、接点Ｓｔ　、Ｓｔを共にＢ側へ切換えさせ、差電
圧ΔＥを制御量としてチョッパ回路１７．１８に与える
。即ち、差電圧ΔＥ＞０である場合には、チョッパ回路
１７をＯＮさせて、フィルタコンデンサ４の電荷を抵抗
１９を通して放電させ、Ｅ　（＋　＝　Ｅ　ｃｚになる
と、チョッパ回路１７をＯＦＦさせる。同様に、ΔＥ＜
０である場合には、Ｅｅｌ＝ＥＣ！になるまで、チョッ
パ回路１ＢをＯＮさせて、フィルタコンデンサ５の電荷
を抵抗２０を通して放電させる。

なお、上記実施例では、１台の３相誘導電動機の場合に
ついて説明したが、３相誘導電動機２台の場合にも、各
３相誘導電動機の１次巻線８１を３相インバータ６に、
１次巻線８２を３相インバータ７に接続すればよい。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明した通り、２台の３相インバータの
それぞれの入力回路にあるコンデンサに対して並列に放
電抵抗を介してチョッパ回路を挿入するとともに変調率
制御手段を設け、可変電圧・可変周波数モードの場合に
は上記変調手段を動作させて３相インバータの変調率を
調整し、定電圧・可変周波数モードの場合には、上記チ
ョッパ回路を動作させてその還流率を調整する構成とし
たことにより、運転モードの如何にかかわらず、両３相
インバータの出力を均等にすることができるので、イン
バータ出力アンバランスに起因する過電圧の発生を防止
し、インバータ構成素子の電圧破壊を無くすことができ
、従来に比し、信頼性を向上することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は従来
の可変速駆動装置の主回路を示す回路図である。 図において、１−・直流電源、４．５−・フィルタコン
デンサ、６．７−・−３相インバータ、８−・−３相誘
導電動機、１０．１２−電圧センサ、１３−・差電圧検
出回路、１４−絶対値演算回路、１５−・切換スイッチ
、１６・・−減算回路、１７．１８−チョッパ回路、１
９．２０−抵抗、２１・・・制御モード判定回路、２２
−切換回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直列接続された第１の３相インバータと第２の３相イン
   バータにより直流電源からの直流電力を３相交流電力に
   変換して３相誘導電動機に供給する電力変換手段、上記
   第１の３相インバータと第２の３相インバータの入力側
   の差電圧を検出する差電圧検出回路、上記差電圧に基づ
   いて上記第１の３相インバータと上記第２の３相インバ
   ータの変調率を制御する変調率制御手段と、上記第１の
   ３相インバータに入力側に並列接続された第１のチョッ
   パ回路、上記第２の３相インバータに入力側に並列接続
   された第２のチョッパ回路を有し、可変電圧・可変周波
   数運転モードでは上記変調率制御手段が動作し、定電圧
   ・可変周波数運転モードでは上記チョッパ回路が動作し
   てその通流率が上記差電圧に基づき制御されることを特
   徴とする可変速駆動装置。