JPH0371725A - ハイブリッド回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔ヰ既　　要〕 一端に加入者の電話機が接続される一対のＢ線およびＡ
線の他端に接続され、電話機への受信側４線信号を、Ｂ
線およびへ線上の２線信号に変換して送出すると共に、
電話機から送信される２線信号を送信側４線信号に変換
して送出するノ１イブリッド回路に関し、 ハイブリッド回路内のトランス機能部分を電子化してＬ
ＳＩ化に適するようにすることを目的とし、 電話機に対する給電抵抗用および終端抵抗用の一対の抵
抗であって、Ｂ線およびＡ線と電源との間に接続される
一対の給電・終端抵抗と、受信側４線信号に対応する受
信側入力電流を第１端子に受信し、受信側入力電流と等
量の受信側出力電流を第２端子よりＢ線に通電し、これ
ら受信側入力電流および受信側出力電流の和を出力する
共通端子を備えるＢ線側ミラー回路と、該共通端子の電
流の１７２を前記Ａ線に通電するために第１端子を該Ａ
線に、第２端子を電源に、共通端子を前記の共通端子に
接続するＡ線側ミラー回路の対からなる受信側ミラー回
路と、Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換する抵抗で
あって、電話機から送信される２線信号の送信側電流を
生成する送信抵抗と、送信側電流を第１端子に受信し、
共通端子がＢ線に接続され、第２端子に送信側電流と等
量の送信側４線信号を生成する送信側ミラー回路とから
構成する。

〔従来の技術〕

第５図はハイブリッド回路の従来例を示す図である。本
図において、１１がハイブリッド回路である。ハイブリ
ッド回路１１は、一端に加入者線の電話機が接続される
一対のＢ線およびＡ線の他端に接続される。交換機（図
示せず）から電話機へ供給される受信側４線信号（音声
信号）４ＷＲは、終端抵抗Ｒ，（例えば、６００Ω）を
経由しハイブリッド回路１１を介してＢ線およびＡ線上
の一２線信号２Ｗに変換され、電話機に送出される。逆
に電話機から送信される２線信号２Ｗはハイブリッド回
路１１を介して送信側４線信号（音声信号＞４ＷＳに変
換され、上記の交換機に出力される。

ハイブリッド回路１１は、主としてトランス機能を果す
ものであり、図中のトランスＴを内蔵する。

このトランスＴには直流電流が流れないように、すなわ
ち交流信号（音声信号）のみを通過させるように例えば
２μＦ程度の直流阻止コンデンサＣが設けられる。この
直流電流は主として給電電流（ｂａｔｔｅｒｙ　ｆｅｅ
ｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ）であり、給電抵抗Ｒｏを通して電
源より供給される。電源はグランドＧおよびｖｏで示さ
れ、ｖＢＢは例えば−４８Ｖである。

これら給電抵抗Ｒｏは通常、交流的には非常に高いイン
ピーダンスを示し、一方、終端抵抗Ｒ５は例えば６００
Ωに一設定される。

かくのごとく、従来例においては、加入者の電話機と上
記交換機との間を双方向に音声信号を伝送するために、
巻数比１：１のトランスＴを設けている。

〔発明が解決しようとする課題〕

トランスＴを用いることにより種々の機能が満足される
。概括的に言えばハイブリッド機能が満足されることで
あり、 （１）双方向の信号転送機能、 （２）平衡信号〈２線信号２Ｗ）と不平衡信号（４線信
号４１１ｉＳ、　４１１Ｒ）の間の変換機能、（３）直
流アイソレーション機能、すなわち二次側と二次側との
間の直流的な電位差に不感動であり、また同相人力（例
えばＢ線−へ線上の商用周波ノイズ）に不感動である機
能、等が満足されることである。

ところが反面、次のような問題がある。１つはトランス
の構造上、その小形化には限界があること。また温度変
動等の影響を受は易いこと。さらには低周波数での特性
劣化が大きいこと、である。

特に大きな問題は、トランスをＬＳＩ化することは根本
的に不可能であり、近年の各種装置のＬＳＩ化という要
請に応じられないことである。

したがって本発明は上記問題点に鑑み、ハイブリッド回
路内のトランス機能部分を電子化してＬＳＩ化に適した
ハイブリッド回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理構成を示す図である。本図におい
て、本発明に係るハイブリッド回路２０は、一対の給電
・終端抵抗ＲＢ　、ＲＡと、受信側ミラー回路２１Ｒと
、送信抵抗Ｒ３と、送信側ミラー回路２１Ｓとから基本
的に構成される。

一対の給電・終端抵抗ＲＢ　、ＲＡは、電話機に対する
給電抵抗用および終端抵抗用の一対の抵抗であって、Ｂ
線およびＡ線と電源（Ｇ＝ＶＢＢ）との間に接続される
。

受信側ミラー回路２１Ｒは、受信側４線信号４１ｉ１Ｒ
に対応する受信側入力電流を第１端子■に受信し、該受
信側入力電流と等量の受信側出力電流を、第２端子■よ
りＢ線に通電し、これら受信側入力電流および受信側出
力電流の和を出力する共通端子Ｃを備えるＢ線側ミラー
回路ＭＢ１および該共通端子Ｃを共用すると共に前記受
信側入力電流を第２端子■に通電して第１端子■より該
受信側入力電流と等量の受信側出力電流をＡ線に通電す
るＡ線側ミラー回路ＭＡの対からなる。

送信抵抗Ｒｓ　は、Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変
換する抵抗であって、電話機から送信される前記２線信
号２Ｗの送信側電流を生成する。

送信側ミラー回路２１３は、送信側電流を第１端子のに
受信し、共通端子ＣがＢ線に接続され、第２端子■に該
送信側電流と等量の前記送信側４線信号４ＷＳを生成す
る。

さらに好ましくは、上記のハイブリッド回路２０に対し
て、Ｂ線側ミラー回路ＭＢの第１端子■に接続する電圧
／電流変換器（Ｖ／Ｉ）３１Ｒおよび送信側ミラー回路
２１３の第２端子■に接続する電流／電圧変換器（Ｉ　
／Ｖ）　３１　Ｓを備え、受信側４線信号４ＷＲおよび
送信側ミラー回路２１Ｓからの送信側４線信号４ＷＳを
電流から電圧にそれぞれ変換する。

〔作　用〕

第１図の構成のハイブリッド回路であれば、基本的にト
ランジスタと抵抗のみで組むことができ、ＬＳＩ化が容
易になる。この場合、ＬＳＩのトランジスタの特徴とし
て、相互に特性の非常によく揃ったトランジスタが得ら
れることが挙げられ、またＬＳＩの抵抗も絶対値として
は２０〜３０％ばらつくものの、抵抗相互間の相対精度
（同一の抵抗を作ったときの相互間の誤差）は１％程度
のものが容易に得られる。上記の特徴は良く知られてお
り、これを利用してＬＳＩではミラー回路が多用される
。本発明もこの観点でミラー回路をベースに構成してい
る。すなわちミラー回路の入力電流と出力電流比の精度
が極めて高いことを積極的に利用し、既述したトランス
の３機能（１）、　　（２）および（３）をほぼ完全に
満足させている。

第１図の一対の抵抗ＲＢ　、ＲＡについてみると、これ
らは給電用抵抗のみならず＃端層抵抗（第５図のＲ１と
等価）も兼ねるもので、例えばＲａ”ＲＡ　＝　３００
Ωに設定される。一方、送信抵抗Ｒ８は、Ｂ線−Ａ線間
のほぼ全電圧がかかるように例えば２０にΩと高く設定
する。また、ミラー回路２１Ｒ内の抵抗（後述）は２に
Ωに設定する。そうすると、電話機から見た終端インピ
ーダンスは、６００（＝　３００＋３００）Ωと２０に
Ωと２にΩの並列抵抗値となり、おおよそ６００Ω弱（
！＝ｉＲ，）となる。

送信側ミラー回路２１Ｓについて見ると、その第が流れ
る。ＶＡＢはＢ線−Ａ線間電圧（２線信号２Ｗ）である
。ミラー回路では通常、入力電流と出力電流の和が共通
端子Ｃに流れるので、この入力端子と等量の出力電流が
第２端子■に流れ、送信側４線信号（４ＷＳ）を生成す
る。

受信側ミラー回路２１Ｒについて見ると、各共通端子Ｃ
を共用した２つのミラー回路ＭｎおよびＭＡが用いられ
る。これらを１つのミラー回路２１Ｒ（＝ＭＢ　＋ＭＡ
）として見ると、一般のミラー回路よりも、Ｖ　Ｂ　Ｂ
に接続する第２端子■が１つ余分に追加された形になっ
ている。これは、ミラー回路Ｍａの第１端子■に入力さ
れた電流〈受信側入力電流）と等量の電流をミラー回路
ＭＡの第１端子のに生成するためである。つまり、共通
端子ＣよりＡ線側に流れ込む電流を２分する。

第２図は第１図のハイブリッド回路の等価回路図である
。ミラー回路２１Ｒおよび２１３は等価的には交流の定
電流源ＣＩを形成し、抵抗ＲｎおよびＲＡに当該交流が
流れることによって図示する波形の２線信号がＢ線およ
びＡ線に現れる。例えば図中のｉが流れたとき、信号波
形のハツチング部分が現れる。これは逆相信号となり、
２線信号２Ｗを形成する。ｉ′が流れたときは、ハツチ
ングを付さない方の信号波形が形成される。

第１図において電圧／電流変換器（Ｖ／Ｉ）３１Ｒおよ
び電流／電圧変換器（１／Ｖ）３１３を導入しているの
は、一般に交換機内にいわゆるＣＤＤＥＣ（ＣＯＤＥＲ
とＤＥＣＯＤＥＲの対）が設けられていて、音声信号の
ディジタル処理を行うことに起因する。すなわち、この
Ｃ０ＤＥＣでの信号処理は電圧レベルで行われており、
これに適合させるために電流と電圧の相互変換を行う。

〔実施例〕 第３図は本発明の一実施例を示す回路図であり、特に各
ミラー回路の詳細例と電圧／電流および電流／電圧変換
器の詳細例が示される。まず、受信側ミラー回路２１Ｒ
をなすＢ線側ミラー回路Ｍ８は、ＮＰＮ）ランジスタＱ
＋およびＱ２の対からなり、Ａ線側ミラー回路ＭＡは、
ＰＮＰ　）ランジスタＱ３およびＱ４の対からなり、各
ミラー回路ＣＭＢＭＡ　）内の各抵抗（後述〉は、共通
端子Ｃの共有化に伴い、抵抗Ｒ１およびＲ２に統合され
ている。

一方、送信側ミラー回路２１３はＮＰＮ）ランジスタＱ
５およびＱ６　と、それぞれのエミッタに接続される抵
抗Ｒ３およびＲ４からなる。

第３図中、受信側ミラー回路２１Ｒに関し第１図に示し
た共通端子Ｃが示されていないのは、以下に述べる回路
（第４図）に起因する。

第４図は受信側ミラー回路の基本的な構成を示す回路図
であり、受信側ミラー回路は原理的には本図のように、
抵抗ｒｌ、ｒｌ’およびｒ２゜ｒ　２　／とこれらの間
の共通端子Ｃによって構成される。ここで、抵抗ｒｌ、
ｒｌ’、ｒ２およびｒ　２　／が各々はぼ同一抵抗値〈
ミラー比＝１〉であり、かつ、トランジスタＱ、、Ｑ、
　　・Ｑ３およびＱ４の各々にほぼ同一電流が流れるこ
とに着目すると、第４図中の共通端子Ｃを図中、左右に
２分しても実質的に同じである。そうすると、共通端子
を排除でき、また２つの抵抗ｒｌおよびｒ１′は１つの
抵抗Ｒ１に統合でき、２つの抵抗ｒ２およびｒ　２　／
は１つの抵抗Ｒ２に統合できるので、ＬＳＩ化にとって
は有利である。なお、一般にミラー回路内の抵抗Ｒ８〜
Ｒ，（第３図〉は、ミラー精度を向上させる目的で導入
される。

第３図に戻ると、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびＲ１の各
抵抗値は例えば２にΩ（前述）である。

ここで抵抗Ｒ３の抵抗値が２にΩということは、検出抵
抗Ｒ５（前述のように例えば２０にΩ）に比べてきわめ
て小さく、Ｂ線−Ａ線間電圧Ｖ　Ａ　Ｂはほとんど検出
抵抗Ｒ８に印加されることになり、送信側電流への変換
が効率良く行われることになる。

また、Ｒｓが高抵抗であることはＧ　　ＶＢ２間のアイ
ドリング電流を減らすことになり、経済的である。

第３図において、電圧／電流変換器（Ｖ／Ｉ）３１Ｒは
、受信側４線信号４ＷＲの電圧をベースに受けるＰＮＰ
　）ランジスタＱ７　と、抵抗Ｒ５と、定電流源Ｃ８と
から構成される。ＰＮＰ　）ランジスクＱ７のベースに
受けた電圧は、そのほとんどが同トランジスタのエミッ
タに加わる。このエミッタにはバイアス電流を供給する
ための定電流源Ｃ３が接続されている。ここにエミッタ
には抵抗Ｒ５を介して、ベース電圧に比例した電流が現
れ、同トランジスタのコレクタを通してミラー回路２１
Ｒに供給される。

また、電流／電圧変換器（Ｉ　／Ｖ）　３１　Ｓは、ミ
ラー回路２１Ｓからの電流を電圧に変換するものであっ
て、抵抗Ｒ６と直流阻止コンデンサＣＰとからなる。抵
抗Ｒ６により発生する送信側４線信号４ＷＳの電圧Ｖ、
は、 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明の電子化トランスによれば、
従来のトランスと同様に交流信号の伝達が可能である。

また従来のトランスと同様に、商用周波ノイズの如き同
相信号に対し不感動とすることができる。すなわち、検
出抵抗Ｒ５とミラー回路２１３はＢ線−Ａ線上の差動信
号（２線信号）に対してのみ動作し、外来ノイズ等の同
相信号に対しては不感動となる。なお、不平衡信号（４
ＷＲ。

４　ＷＳ）を平衡信号（２Ｗ）に変換することが、Ｂ線
−Ａ線間に電流を流すことにより行われるため、トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流とトランジスタＱ３のコレク
タ電流の差分が平衡信号への変換誤差となり得るが、目
的とする性能上は何ら問題はない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理構成を示す図、 第２図は第１図のハイブリッド回路の等価回路図、 第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は受信
側ミラー回路の基本的な構成を示す回路図、 第５図はハイブリッド回路の従来例を示す図である。 図において、 ２０・・・ハイブリッド回路、 ２１Ｒ・・・受信側ミラー回路、 ２１Ｓ・・・送信側ミラー回路、 Ｍ’ｓ・・・Ｂ線側ミラー回路、 ＭＡ・・・Ａ線側ミラー回路、 ＲＢ　、ＲＡ・・・給電・終端抵抗、 Ｒ３・・・検出抵抗、 ３１Ｒ・・・電圧／電流変換器、 ３１Ｓ・・・電流／電圧変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一端に加入者の電話機が接続される一対のＢ線およ
   びＡ線の他端に接続され、該電話機への受信側４線信号
   （４ＷＲ）を、前記Ｂ線およびＡ線上の２線信号（２Ｗ
   ）に変換して送出すると共に、該電話機から送信される
   ２線信号（２Ｗ）を送信側４線信号（４ＷＳ）に変換し
   て送出するハイブリッド回路において、 前記電話機に対する給電抵抗用および終端抵抗用の一対
   の抵抗であって、前記Ｂ線およびＡ線と電源（Ｇ、Ｖ＿
   Ｂ＿Ｂ）との間に接続される一対の給電・終端抵抗（Ｒ
   ＿Ｂ、Ｒ＿Ａ）と、 前記受信側４線信号（４ＷＲ）に対応する受信側入力電
   流を第１端子（〔１〕）に受信し、該受信側入力電流と
   等量の受信側出力電流を第２端子（〔２〕）より前記Ｂ
   線に通電し、これら受信側入力電流および受信側出力電
   流の和を出力する共通端子（Ｃ）を備えるＢ線側ミラー
   回路（Ｍ＿Ｂ）と、該共通端子（Ｃ）の電流の１／２を
   前記Ａ線に通電するために第１端子（〔１〕）を該Ａ線
   に、第２端子（〔２〕）を電源（Ｖ＿Ｂ＿Ｂ）に、共通
   端子（Ｃ）を前記の共通端子（Ｃ）に接続するＡ線側ミ
   ラー回路（Ｍ＿Ａ）の対からなる受信側ミラー回路（２
   １Ｒ）と、前記Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換す
   る抵抗であって、前記電話機から送信される前記２線信
   号（２Ｗ）の送信側電流を生成する送信抵抗（Ｒ＿Ｓ）
   と、 該送信側電流を第１端子（〔１〕）に受信し、共通端子
   （Ｃ）が前記Ｂ線に接続され、第２端子（〔２〕）に該
   送信側電流と等量の前記送信側４線信号（４ＷＳ）を生
   成する送信側ミラー回路（２１Ｓ）とから構成されるこ
   とを特徴とするハイブリッド回路。 ２、前記Ｂ線側ミラー回路（Ｍ＿Ｂ）の第１端子（〔１
   〕）に接続する電圧／電流変換器（３１Ｒ）および前記
   送信側ミラー回路（２１Ｓ）の第２端子（〔２〕）に接
   続する電流／電圧変換器（３１Ｓ）を備え、前記受信側
   ４線信号（４ＷＲ）および前記送信側ミラー回路（２１
   Ｓ）からの前記送信側４線信号（４ＷＳ）を電流から電
   圧にそれぞれ変換する請求項１記載のハイブリッド回路
   。