JPH0439957B2 - - Google Patents
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- JPH0439957B2 JPH0439957B2 JP60180959A JP18095985A JPH0439957B2 JP H0439957 B2 JPH0439957 B2 JP H0439957B2 JP 60180959 A JP60180959 A JP 60180959A JP 18095985 A JP18095985 A JP 18095985A JP H0439957 B2 JPH0439957 B2 JP H0439957B2
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- Japan
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- wire
- impedance
- signal
- circuit
- current
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Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
４線の入力信号を電圧電流変換回路により予め
周波数特性を有する電流に変換し、その電流をミ
ラー回路からなる給電回路に入力し、Ａ線、Ｂ線
の２線へ周波数特性を有する信号として出力し、
複素インピーダンスで加入者回路を終端し、この
終端インピーダンスと２線負荷インピーダンスと
の並列インピーダンスに変換電流を流すことによ
り、周波数特性を持たない２線信号に変換し、又
２線入力信号を差動増幅器により平衡−不平衡変
換して、４線入力信号とは逆相となる差動出力信
号として、４線入力信号の回り込みを防止し、周
波数特性補正回路で周波数特性を補正することに
より、周波数特性を持たない４線信号に変換し、
給電部とのインターフエースが良く且つLSI化が
容易な回路とするものである。
周波数特性を有する電流に変換し、その電流をミ
ラー回路からなる給電回路に入力し、Ａ線、Ｂ線
の２線へ周波数特性を有する信号として出力し、
複素インピーダンスで加入者回路を終端し、この
終端インピーダンスと２線負荷インピーダンスと
の並列インピーダンスに変換電流を流すことによ
り、周波数特性を持たない２線信号に変換し、又
２線入力信号を差動増幅器により平衡−不平衡変
換して、４線入力信号とは逆相となる差動出力信
号として、４線入力信号の回り込みを防止し、周
波数特性補正回路で周波数特性を補正することに
より、周波数特性を持たない４線信号に変換し、
給電部とのインターフエースが良く且つLSI化が
容易な回路とするものである。
本発明は、交換機の加入者回路に於ける２線−
４線変換回路に関するものである。
４線変換回路に関するものである。
加入者線は２線であり、又交換機内部では４線
で交換接続するものであるから、加入者線と交換
機とのインタフエースを形成する加入者回路に於
いて、２線−４線の変換を行うことになる。その
場合に、平坦な周波数特性が得られると共に小型
化できることが要望されている。
で交換接続するものであるから、加入者線と交換
機とのインタフエースを形成する加入者回路に於
いて、２線−４線の変換を行うことになる。その
場合に、平坦な周波数特性が得られると共に小型
化できることが要望されている。
従来例の２線−４線変換回路は、ハイブリツド
トランスを用いた構成が一般的であるが、トラン
スと演算増幅器等とを組合せた構成も知られてい
る。又このようなトランスも省略して演算増幅器
等のみによる電子回路化された構成も知られてい
る（例えば、特開昭57−42263号公報又は特開昭
58−69132号公報参照）。
トランスを用いた構成が一般的であるが、トラン
スと演算増幅器等とを組合せた構成も知られてい
る。又このようなトランスも省略して演算増幅器
等のみによる電子回路化された構成も知られてい
る（例えば、特開昭57−42263号公報又は特開昭
58−69132号公報参照）。
第７図は前述のトランスと演算増幅器とを用い
た従来例の要部ブロツク図を示し、１０は加入者
線及び加入者電話機を含む２線負荷インピーダン
ス（Z0）、１１，１２は複素インピーダンス(Z)、
１３はバランスネツトワーク（BN）、１４，１
６は複素インピーダンスＺをＮ（正の任意数）倍
した複素インピーダンス（NZ）、１５，１７はイ
ンピーダンスZ0をＮ（正の任意数）倍したインピ
ーダンス（NZ0）、１８は直流カツトの為のコン
デンサ、１９はトランス、OPR、OPSは演算増
幅器、４WRは４線の入力端子、４WSは４線の
出力端子である。
た従来例の要部ブロツク図を示し、１０は加入者
線及び加入者電話機を含む２線負荷インピーダン
ス（Z0）、１１，１２は複素インピーダンス(Z)、
１３はバランスネツトワーク（BN）、１４，１
６は複素インピーダンスＺをＮ（正の任意数）倍
した複素インピーダンス（NZ）、１５，１７はイ
ンピーダンスZ0をＮ（正の任意数）倍したインピ
ーダンス（NZ0）、１８は直流カツトの為のコン
デンサ、１９はトランス、OPR、OPSは演算増
幅器、４WRは４線の入力端子、４WSは４線の
出力端子である。
Ａ線、Ｂ線の２線側から４線側を見たインピー
ダンスは、トランス１９の二次側（４線側）巻線
の両端に接続されたインピーダンス１１，１２に
よつて決まることになる。この２線側から４線側
を見たインピーダンスと、２線負荷インピーダン
スZ0とは、仕様によつて自由に設定できるもので
ある。
ダンスは、トランス１９の二次側（４線側）巻線
の両端に接続されたインピーダンス１１，１２に
よつて決まることになる。この２線側から４線側
を見たインピーダンスと、２線負荷インピーダン
スZ0とは、仕様によつて自由に設定できるもので
ある。
又４線入力端子４WRからの入力信号は、演算
増幅器OPRにより、〔１＋（NZ／NZ0）〕倍に増
幅され、インピーダンス１２を介してトランス１
９の二次側巻線に加えられる。このトランス１９
の２線側と４線側との巻数比を√２：１とする
と、演算増幅器OPRの出力端子側から２線側を
見たインピーダンスはZ0／２となる。又バランス
ネツトワーク１３を、BN＝Z0／２に設定する
と、２線負荷インピーダンス１０に加えられる信
号電圧VZ0は、４線の入力信号電圧をV4Rとする
と、 VZ0＝１／２（１＋NZ／NZ0）（Z0／２／Ｚ＋（Z0／２）
＋BN）V4R＝１／４V4R……(1) となり、周波数特性を持たないものとなる。
増幅器OPRにより、〔１＋（NZ／NZ0）〕倍に増
幅され、インピーダンス１２を介してトランス１
９の二次側巻線に加えられる。このトランス１９
の２線側と４線側との巻数比を√２：１とする
と、演算増幅器OPRの出力端子側から２線側を
見たインピーダンスはZ0／２となる。又バランス
ネツトワーク１３を、BN＝Z0／２に設定する
と、２線負荷インピーダンス１０に加えられる信
号電圧VZ0は、４線の入力信号電圧をV4Rとする
と、 VZ0＝１／２（１＋NZ／NZ0）（Z0／２／Ｚ＋（Z0／２）
＋BN）V4R＝１／４V4R……(1) となり、周波数特性を持たないものとなる。
又２線負荷インピーダンス１０の電圧VZ0を２
線入力信号とし、４線出力端子４WSに出力され
る４線出力信号電圧V4Sは、 V4S＝１／２（Ｚ／Z0＋Ｚ）（１＋NZ0／NZ）VZ0＝１／
２VZ0……(2) となり、周波数特性を持たないものとなる。
線入力信号とし、４線出力端子４WSに出力され
る４線出力信号電圧V4Sは、 V4S＝１／２（Ｚ／Z0＋Ｚ）（１＋NZ0／NZ）VZ0＝１／
２VZ0……(2) となり、周波数特性を持たないものとなる。
従つて、複素インピーダンス１１，１２によつ
てトランス１９の二次側巻線を終端し、４線入力
信号を２線信号に、又２線信号を４線出力信号に
それぞれ平坦な周波数特性で変換することができ
る。
てトランス１９の二次側巻線を終端し、４線入力
信号を２線信号に、又２線信号を４線出力信号に
それぞれ平坦な周波数特性で変換することができ
る。
前述のような従来の２線−４線変換回路は、ト
ランス１９を用いるものであるから、小型化が困
難である欠点があつた。又２線−４線変換のみの
機能は、トランス１９等を用いることなく、例え
ば、前述の特開昭57−42263号公報又は特開昭58
−69132号公報に示されているように、演算増幅
器や抵抗等による電子回路によつても実現できる
が、周波数特性を改善する為の構成が複雑となる
欠点があつた。
ランス１９を用いるものであるから、小型化が困
難である欠点があつた。又２線−４線変換のみの
機能は、トランス１９等を用いることなく、例え
ば、前述の特開昭57−42263号公報又は特開昭58
−69132号公報に示されているように、演算増幅
器や抵抗等による電子回路によつても実現できる
が、周波数特性を改善する為の構成が複雑となる
欠点があつた。
本発明は、給電部と共にLSI化が可能の２線−
４線変換回路を提供することを目的とするもので
ある。
４線変換回路を提供することを目的とするもので
ある。
本発明の２線−４線変換回路は、４線入力信号
を電流に変換し、ミラー回路を介して２線信号に
変換し、２線信号は４線入力信号と逆相になるよ
うに差動増幅して４線出力信号に変換するもので
あり、第１図を参照して説明すると、Ａ線、Ｂ線
の２線に終端インピーダンス２を直接接続して終
端を行う加入者回路に於いて、４線入力端子４
WRからの入力信号を電圧電流変換回路（VI）６
によつて電流に変換してミラー回路Ａ３の入力端
子に加える。電圧電流変換回路６は、２線負荷イ
ンピーダンス（Z0）１及び終端インピーダンス(Z)
２の並列インピーダンスに比例したインピーダン
スを有するバランスネツトワーク（BN）５に従
つて、入力信号を電流に変換するものである。
を電流に変換し、ミラー回路を介して２線信号に
変換し、２線信号は４線入力信号と逆相になるよ
うに差動増幅して４線出力信号に変換するもので
あり、第１図を参照して説明すると、Ａ線、Ｂ線
の２線に終端インピーダンス２を直接接続して終
端を行う加入者回路に於いて、４線入力端子４
WRからの入力信号を電圧電流変換回路（VI）６
によつて電流に変換してミラー回路Ａ３の入力端
子に加える。電圧電流変換回路６は、２線負荷イ
ンピーダンス（Z0）１及び終端インピーダンス(Z)
２の並列インピーダンスに比例したインピーダン
スを有するバランスネツトワーク（BN）５に従
つて、入力信号を電流に変換するものである。
ミラー回路Ａ３の第１の出力電流は、給電部を
構成するミラー回路Ｂ０に加えられ、第２の出力
電流は、ミラー回路Ｂ３で折返されて給電部を構
成するミラー回路Ａ０に加えられる。従つて、給
電部を構成するミラー回路Ａ０，Ｂ０から逆相で
信号電流が出力され、２線負荷インピーダンス１
と終端インピーダンス２との並列インピーダンス
に加えられる。又ミラー回路Ｂ０の共通端子は接
地され、又ミラー回路Ａ０の共通端子に−48Vの
電池電圧VBBが加えられ、Ａ線、Ｂ線に電流が供
給される。
構成するミラー回路Ｂ０に加えられ、第２の出力
電流は、ミラー回路Ｂ３で折返されて給電部を構
成するミラー回路Ａ０に加えられる。従つて、給
電部を構成するミラー回路Ａ０，Ｂ０から逆相で
信号電流が出力され、２線負荷インピーダンス１
と終端インピーダンス２との並列インピーダンス
に加えられる。又ミラー回路Ｂ０の共通端子は接
地され、又ミラー回路Ａ０の共通端子に−48Vの
電池電圧VBBが加えられ、Ａ線、Ｂ線に電流が供
給される。
又２線信号は、平衡−不平衡変換を行う差動増
幅器OP3に入力され、その差動増幅器OP3の出力
端子と４線入力端子４WRとの間に抵抗RS，RRが
接続され、４線入力信号と差動増幅器OP3の出力
信号とが合成され、２線負荷インピーダンス１及
び終端インピーダンス２に比例するインピーダン
ス(Z)，（Z0）３，４を反転入力端子に接続した演
算増幅器OP4の非反転入力端子に、抵抗RS，RR
の接続点が接続され、その演算増幅器OP4の出力
端子と４線出力端子４WSとが接続されている。
幅器OP3に入力され、その差動増幅器OP3の出力
端子と４線入力端子４WRとの間に抵抗RS，RRが
接続され、４線入力信号と差動増幅器OP3の出力
信号とが合成され、２線負荷インピーダンス１及
び終端インピーダンス２に比例するインピーダン
ス(Z)，（Z0）３，４を反転入力端子に接続した演
算増幅器OP4の非反転入力端子に、抵抗RS，RR
の接続点が接続され、その演算増幅器OP4の出力
端子と４線出力端子４WSとが接続されている。
４線入力端子４WRに接続された電圧電流変換
回路６は、４線入力信号をＡ線、Ｂ線の２線に送
出する電流に変換するものであり、その変換され
た電流はミラー回路Ａ３，Ｂ３から給電部を構成
するミラー回路Ａ０，Ｂ０に加えられる。電圧電
流変換回路６に接続されたバランスネツトワーク
５のインピーダンスを、（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）Ｎ＝BN、ミ ラー回路Ａ０，Ｂ０の電流比をＭ／２、４線入力
信号をV4Rとすると、電圧電流変換回路６によつ
て変換された電流ｉは、ｉ＝V4R／BNとなる。
従つて、ミラー回路Ａ０，Ｂ０からそれぞれ逆相
で、ｉ・Ｎの電流が出力され、Ａ線、Ｂ線に現れ
る電圧VABは、 VAB＝（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）ＭV4R／（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0Ｎ）
＝（Ｍ／Ｎ）・V4R……(3) となり、４線入力信号V4Rは周波数特性を持たな
い２線信号VABに変換されることになる。
回路６は、４線入力信号をＡ線、Ｂ線の２線に送
出する電流に変換するものであり、その変換され
た電流はミラー回路Ａ３，Ｂ３から給電部を構成
するミラー回路Ａ０，Ｂ０に加えられる。電圧電
流変換回路６に接続されたバランスネツトワーク
５のインピーダンスを、（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）Ｎ＝BN、ミ ラー回路Ａ０，Ｂ０の電流比をＭ／２、４線入力
信号をV4Rとすると、電圧電流変換回路６によつ
て変換された電流ｉは、ｉ＝V4R／BNとなる。
従つて、ミラー回路Ａ０，Ｂ０からそれぞれ逆相
で、ｉ・Ｎの電流が出力され、Ａ線、Ｂ線に現れ
る電圧VABは、 VAB＝（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）ＭV4R／（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0Ｎ）
＝（Ｍ／Ｎ）・V4R……(3) となり、４線入力信号V4Rは周波数特性を持たな
い２線信号VABに変換されることになる。
又２線信号は、差動増幅器OP3によつて平衡−
不平衡変換される。その時、Ａ線、Ｂ線に出力さ
れた４線入力信号成分は、差動増幅器OP3から逆
相で出力される。差動増幅器OP3の出力信号を
VP3とし、｜VP3｜／RS＝｜V4R｜／RRとなるよう
に抵抗RSRR等を選定すると、４線入力信号V4Rは
打ち消されて、演算増幅器OP4の非反転入力端子
に加えられず、２線信号のみ加えられることにな
る。従つて、４線入力信号の回り込みが生じない
ものとなる。
不平衡変換される。その時、Ａ線、Ｂ線に出力さ
れた４線入力信号成分は、差動増幅器OP3から逆
相で出力される。差動増幅器OP3の出力信号を
VP3とし、｜VP3｜／RS＝｜V4R｜／RRとなるよう
に抵抗RSRR等を選定すると、４線入力信号V4Rは
打ち消されて、演算増幅器OP4の非反転入力端子
に加えられず、２線信号のみ加えられることにな
る。従つて、４線入力信号の回り込みが生じない
ものとなる。
又２線のインピーダンスZ0より入力する信号を
V2とすると、Ａ線、Ｂ線間の電圧VABは、 VAB＝（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）V2 ……(4) となり、差動増幅器OP3の差動ゲインをｋとする
と、フイードバツク回路にインピーダンス３，４
が接続された演算増幅器OP4から４線出力端子４
WSに出力される４線出力信号V4Sは、 V4S＝VABｋ（RR／RR＋RS）（１＋NZ0／NZ）＝（Ｚ／Z0
＋Ｚ）ｋ（１＋NZ0／NZ）（RR／RR＋RS）V2 ＝ｋ（RR／RR＋RS）V2 ……(5) となり、４線出力信号V4Sは周波数特性を持たな
いものとする。
V2とすると、Ａ線、Ｂ線間の電圧VABは、 VAB＝（Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0）V2 ……(4) となり、差動増幅器OP3の差動ゲインをｋとする
と、フイードバツク回路にインピーダンス３，４
が接続された演算増幅器OP4から４線出力端子４
WSに出力される４線出力信号V4Sは、 V4S＝VABｋ（RR／RR＋RS）（１＋NZ0／NZ）＝（Ｚ／Z0
＋Ｚ）ｋ（１＋NZ0／NZ）（RR／RR＋RS）V2 ＝ｋ（RR／RR＋RS）V2 ……(5) となり、４線出力信号V4Sは周波数特性を持たな
いものとする。
従つて、周波数特性が平坦な２線−４線変換を
行うことができる。
行うことができる。
〔実施例〕
以下図面を参照して本発明の実施例について詳
細に説明する。
細に説明する。
第２図は本発明の実施例のブロツク図であり、
LSI化給電部に適用した場合を示し、第１図と同
一符号は同一部分を示す。又Ａ１，Ａ２，Ｂ１，
Ｂ２はミラー回路Ａ０，Ｂ０と共に給電部を構成
するミラー回路、OP0，OP1，OP2は演算増幅器
３′，７は複素インピーダンスＺをＮ倍したイン
ピーダンス（NZ）、４′，８は２線負荷インピー
ダンスZ0をＮ倍したインピーダンス（NZ0）、９
は定電流源、CA，CB，CABはコンデンサ、QPはト
ランジスタ、VZは安定化電圧、添字を省略した
Ra，Rb，Rc，Re，Rf，Rsは抵抗である。
LSI化給電部に適用した場合を示し、第１図と同
一符号は同一部分を示す。又Ａ１，Ａ２，Ｂ１，
Ｂ２はミラー回路Ａ０，Ｂ０と共に給電部を構成
するミラー回路、OP0，OP1，OP2は演算増幅器
３′，７は複素インピーダンスＺをＮ倍したイン
ピーダンス（NZ）、４′，８は２線負荷インピー
ダンスZ0をＮ倍したインピーダンス（NZ0）、９
は定電流源、CA，CB，CABはコンデンサ、QPはト
ランジスタ、VZは安定化電圧、添字を省略した
Ra，Rb，Rc，Re，Rf，Rsは抵抗である。
演算増幅器OP2、定電流源９、トランジスタ
QP、抵抗Rf1，Rs1、インピーダンス７，８によ
り電圧電流変換回路（VI）６（第１図参照）が
構成されている。又インピーダンス７，８が第１
図のバランスネツトワーク（BN）５に相当す
る。又差動増幅器OP3には、Ａ線、Ｂ線からコン
デンサCA，CBと抵抗Rs2，Rs3を介して２線信号
が入力され、平衡−不平衡変換が行われる。この
差動増幅器OP3の出力端子と４線入力端子４WR
との間に直列の抵抗RS，RRが接続され、その抵
抗RS，RR間に演算増幅器OP4の非反転入力端子
が接続され、この演算増幅器OP4の反転入力端子
に、２線負荷インピーダンス（Z0）１をＮ倍した
インピーダンス４′と、終端インピーダンス(Z)２
をＮ倍したインピーダンス３′とが接続されてい
る。この演算増幅器OP4により周波数特性補正回
路が構成されている。
QP、抵抗Rf1，Rs1、インピーダンス７，８によ
り電圧電流変換回路（VI）６（第１図参照）が
構成されている。又インピーダンス７，８が第１
図のバランスネツトワーク（BN）５に相当す
る。又差動増幅器OP3には、Ａ線、Ｂ線からコン
デンサCA，CBと抵抗Rs2，Rs3を介して２線信号
が入力され、平衡−不平衡変換が行われる。この
差動増幅器OP3の出力端子と４線入力端子４WR
との間に直列の抵抗RS，RRが接続され、その抵
抗RS，RR間に演算増幅器OP4の非反転入力端子
が接続され、この演算増幅器OP4の反転入力端子
に、２線負荷インピーダンス（Z0）１をＮ倍した
インピーダンス４′と、終端インピーダンス(Z)２
をＮ倍したインピーダンス３′とが接続されてい
る。この演算増幅器OP4により周波数特性補正回
路が構成されている。
第３図は第２図に於けるLSI化給電部のみを示
すブロツク図であり、地気とＢ線との間の電圧
は、抵抗Rb1により電流に変換されてミラー回路
Ｂ１の入力端子に加えられ、又Ａ線と電圧VBBの
電池電源との間の電圧は、抵抗Rb0により電流に
変換されてミラー回路Ａ１の入力端子に加えられ
る。従つて、電流比１のミラー回路Ａ１，Ｂ１の
出力電流はそれぞれ抵抗Rc1，Rc0を介してミラ
ー回路Ｂ２，Ａ２の入力端子に加えられ、ミラー
回路Ｂ２，Ａ２の出力電流はそれぞれミラー回路
Ａ０，Ｂ０の入力端子である演算増幅器OP0，
OP1の非反転入力端子に加えられる。
すブロツク図であり、地気とＢ線との間の電圧
は、抵抗Rb1により電流に変換されてミラー回路
Ｂ１の入力端子に加えられ、又Ａ線と電圧VBBの
電池電源との間の電圧は、抵抗Rb0により電流に
変換されてミラー回路Ａ１の入力端子に加えられ
る。従つて、電流比１のミラー回路Ａ１，Ｂ１の
出力電流はそれぞれ抵抗Rc1，Rc0を介してミラ
ー回路Ｂ２，Ａ２の入力端子に加えられ、ミラー
回路Ｂ２，Ａ２の出力電流はそれぞれミラー回路
Ａ０，Ｂ０の入力端子である演算増幅器OP0，
OP1の非反転入力端子に加えられる。
ミラー回路Ａ０，Ｂ０の電流比は、それぞれ、
Ra0／Re0，Ra1／Re1で表され、演算増幅器OP0，
OP1の出力がトランジスタQ0，Q1のベースに加
えられて、トランジスタQ0を介してＡ線の電流
を電池電源側へ引き込み、トランジスタQ1を介
して地気側からＢ線に電流を送出することにな
る。この場合のＡ線、Ｂ線に対する等価給電抵抗
は、ZA＝（Rb0／Ra0）Re0、ZB＝（Rb1／Ra1）
Re1、で表される。又コンデンサCABによつて同
相信号（誘導ノイズ）に対するインピーダンスを
低くすることができ、同相信号を減衰させること
ができる。又差動信号（音声信号）に対しては高
インピーダンス（Rb0，Rb1≫１の場合）となり、
差動信号を減衰させることなく、２線−４線変換
を可能とするものである。
Ra0／Re0，Ra1／Re1で表され、演算増幅器OP0，
OP1の出力がトランジスタQ0，Q1のベースに加
えられて、トランジスタQ0を介してＡ線の電流
を電池電源側へ引き込み、トランジスタQ1を介
して地気側からＢ線に電流を送出することにな
る。この場合のＡ線、Ｂ線に対する等価給電抵抗
は、ZA＝（Rb0／Ra0）Re0、ZB＝（Rb1／Ra1）
Re1、で表される。又コンデンサCABによつて同
相信号（誘導ノイズ）に対するインピーダンスを
低くすることができ、同相信号を減衰させること
ができる。又差動信号（音声信号）に対しては高
インピーダンス（Rb0，Rb1≫１の場合）となり、
差動信号を減衰させることなく、２線−４線変換
を可能とするものである。
又ミラー回路Ａ２の共通端子に安定化電圧VZ
を加えていることにより、電圧VBBの電池電源の
変動等による電源ノイズの影響を除去することが
できるものである。
を加えていることにより、電圧VBBの電池電源の
変動等による電源ノイズの影響を除去することが
できるものである。
第２図に於いて、４線入力端子４WRに加えら
れた４線入力信号は、演算増幅器OP2によつて
（Rf1／Rs1）倍されてトランジスタQPのベースに
加えられる。このトランジスタQPのベース・エ
ミツタ間電圧VBEを一定とすると、演算増幅器
OP2の出力信号は、トランジスタQPのエミツタに
接続されたインピーダンス７，８に加えられるこ
とにより、４線入力信号に対応した電流が流れ
る。従つて、トランジスタQPに流れる交流信号iP
は、 iP−（Rf1／Rs1V4R／NZ×NZ0／（NZ＋NZ0） ……(6) となる。定電流源９の交流インピーダンスは無限
大に相当し、この交流信号iPはミラー回路Ａ３の
入力端子に加えられる。
れた４線入力信号は、演算増幅器OP2によつて
（Rf1／Rs1）倍されてトランジスタQPのベースに
加えられる。このトランジスタQPのベース・エ
ミツタ間電圧VBEを一定とすると、演算増幅器
OP2の出力信号は、トランジスタQPのエミツタに
接続されたインピーダンス７，８に加えられるこ
とにより、４線入力信号に対応した電流が流れ
る。従つて、トランジスタQPに流れる交流信号iP
は、 iP−（Rf1／Rs1V4R／NZ×NZ0／（NZ＋NZ0） ……(6) となる。定電流源９の交流インピーダンスは無限
大に相当し、この交流信号iPはミラー回路Ａ３の
入力端子に加えられる。
このミラー回路Ａ３の第１の出力電流は、給電
部を構成するミラー回路Ｂ０の入力端子である演
算増幅器OP1の非反転入力端子と抵抗Ra1とに加
えられる。又ミラー回路Ａ３の第２の出力電流は
ミラー回路Ｂ３により折返されて、給電部を構成
するミラー回路Ａ０の入力端子である演算増幅器
OP0の非反転入力端子と抵抗Ra0とに加えられ
る。従つて、ミラー回路Ａ０，Ｂ０から逆相で４
線入力信号に対応した電流が出力され、終端イン
ピーダンス(Z)２と２線負荷インピーダンス（Z0）
１に流れることになる。この場合、Rs2，Rs3≫
Z0，Ｚとすると、２線負荷インピーダンス（Z0）
１には、 VAB＝iP（Ra／Re）Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0＝（（Rf1／Rs1）１
／Ｎ（Ra／Re）V4R……(7) の電圧が加えられることになる。
部を構成するミラー回路Ｂ０の入力端子である演
算増幅器OP1の非反転入力端子と抵抗Ra1とに加
えられる。又ミラー回路Ａ３の第２の出力電流は
ミラー回路Ｂ３により折返されて、給電部を構成
するミラー回路Ａ０の入力端子である演算増幅器
OP0の非反転入力端子と抵抗Ra0とに加えられ
る。従つて、ミラー回路Ａ０，Ｂ０から逆相で４
線入力信号に対応した電流が出力され、終端イン
ピーダンス(Z)２と２線負荷インピーダンス（Z0）
１に流れることになる。この場合、Rs2，Rs3≫
Z0，Ｚとすると、２線負荷インピーダンス（Z0）
１には、 VAB＝iP（Ra／Re）Ｚ・Z0／Ｚ＋Z0＝（（Rf1／Rs1）１
／Ｎ（Ra／Re）V4R……(7) の電圧が加えられることになる。
又２線負荷インピーダンス１を信号源とする２
線信号は、コンデンサCA，CBと抵抗Rs2，Rs3を
介して差動増幅器OP3に入力され、平衡−不平衡
変換されて、抵抗RS，RRに加えられる。抵抗
Rs2，Rs3，Rf2，Rf3を、Rs2＝Rs3、Rf2＝Rf3と
し、又、１／2πfCA≪Rs2、１／2πfCB≪Rs3とす
ると、ゲインｋはｋ＝Rf3／Rs3となる。又４線
入力信号をV4R、差動増幅器OP3の出力信号をVP3
とし、それらの関係が｜VP3｜／RS＝｜V4R｜／
RRとなるように抵抗RS，RR等を選定すると、４
線入力信号は打ち消されて、演算増幅器OP4の非
反転入力端子には加えられないことになる。従つ
て、４線出力端子４WSからは、４線入力信号の
回り込みを抑圧された信号が出力されることにな
る。又(5)式に示すように、周波数特性を持たない
４線出力信号が得られる。
線信号は、コンデンサCA，CBと抵抗Rs2，Rs3を
介して差動増幅器OP3に入力され、平衡−不平衡
変換されて、抵抗RS，RRに加えられる。抵抗
Rs2，Rs3，Rf2，Rf3を、Rs2＝Rs3、Rf2＝Rf3と
し、又、１／2πfCA≪Rs2、１／2πfCB≪Rs3とす
ると、ゲインｋはｋ＝Rf3／Rs3となる。又４線
入力信号をV4R、差動増幅器OP3の出力信号をVP3
とし、それらの関係が｜VP3｜／RS＝｜V4R｜／
RRとなるように抵抗RS，RR等を選定すると、４
線入力信号は打ち消されて、演算増幅器OP4の非
反転入力端子には加えられないことになる。従つ
て、４線出力端子４WSからは、４線入力信号の
回り込みを抑圧された信号が出力されることにな
る。又(5)式に示すように、周波数特性を持たない
４線出力信号が得られる。
従つて、複素インピーダンスで終端された２線
−４線変換回路を実現できることになる。
−４線変換回路を実現できることになる。
第４図は周波数特性補正回路の他の実施例の要
部ブロツク図であり、抵抗Rs4，Rf4を接続し、
周波数特性を補正すると共にゲインを所望の値に
設定できるようにしたものである。この回路のゲ
インＧは、 Ｇ＝（Rf4／NZ0＋Rf4／Rs4＋１） （１＋NZ0／NZ）−Rf4／NZ0 ……(8) で表される。
部ブロツク図であり、抵抗Rs4，Rf4を接続し、
周波数特性を補正すると共にゲインを所望の値に
設定できるようにしたものである。この回路のゲ
インＧは、 Ｇ＝（Rf4／NZ0＋Rf4／Rs4＋１） （１＋NZ0／NZ）−Rf4／NZ0 ……(8) で表される。
ここで、NZ0，NZ≫Rs4，Rf4とすると、ゲイ
ンＧは、 Ｇ＝（Rf4／Rs4＋１）（１＋NZ0／NZ） ……(9) となり、抵抗Rs4，Rf4の選定によつて、周波数
特性と無関係にゲインＧを変更できることにな
る。
ンＧは、 Ｇ＝（Rf4／Rs4＋１）（１＋NZ0／NZ） ……(9) となり、抵抗Rs4，Rf4の選定によつて、周波数
特性と無関係にゲインＧを変更できることにな
る。
第５図は電圧電流変換回路の他の実施例のブロ
ツク図であり、演算増幅器OP2の非反転入力端子
に抵抗Rf1を介して４線入力端子４WRを接続し、
その非反転入力端子を抵抗Rs1を介して接地し、
反転入力端子をトランジスタQPのエミツタに接
続したもので、トランジスタQPのゲイン変動に
よる特性の変動を抑制することができる。なお、
この回路は、第２図に示す電圧電流変換回路と
は、出力電流位相が逆になるから、回り込み防止
の為に、演算増幅器OP3の入力接続を反対にする
必要がある。
ツク図であり、演算増幅器OP2の非反転入力端子
に抵抗Rf1を介して４線入力端子４WRを接続し、
その非反転入力端子を抵抗Rs1を介して接地し、
反転入力端子をトランジスタQPのエミツタに接
続したもので、トランジスタQPのゲイン変動に
よる特性の変動を抑制することができる。なお、
この回路は、第２図に示す電圧電流変換回路と
は、出力電流位相が逆になるから、回り込み防止
の為に、演算増幅器OP3の入力接続を反対にする
必要がある。
第６図は電圧電流変換回路の更に他の実施例の
ブロツク図であり、第５図に示す回路のインピー
ダンス７，８を演算増幅器OP2の反転入力端子と
トランジスタQPのエミツタとの間に接続したも
のである。第５図及び第６図に示す電圧電流変換
回路に於いて、変換された電流iPは、 iP＝V4R（Rs1／Rs1＋Rf1） ／（NZ0×NZ／NZ0＋NZ） ……(10) となる。
ブロツク図であり、第５図に示す回路のインピー
ダンス７，８を演算増幅器OP2の反転入力端子と
トランジスタQPのエミツタとの間に接続したも
のである。第５図及び第６図に示す電圧電流変換
回路に於いて、変換された電流iPは、 iP＝V4R（Rs1／Rs1＋Rf1） ／（NZ0×NZ／NZ0＋NZ） ……(10) となる。
本発明は前述の各実施例にのみ限定されるもの
ではなく、種々付加変更し得るものである。
ではなく、種々付加変更し得るものである。
以上説明したように、本発明は、４線入力信号
を、電圧電流変換回路６により２線負荷インピー
ダンス（Z0）１及び終端インピーダンス(Z)２に比
例する電流に変換し、その電流をミラー回路Ａ
３，Ｂ３を介して給電部を構成するミラー回路Ａ
０，Ｂ０に入力し、周波数特性を持たない２線信
号としてミラー回路Ａ０，Ｂ０から出力し、又２
線入力信号を差動増幅器OP3により平衡−不平衡
変換し、それに４線入力信号が含まれている場合
は、４線入力端子４WRに加えられる４線入力信
号とは逆相で差動増幅器OP3から出力され、演算
増幅器OP4により周波数特性が平坦化されるか
ら、回り込んだ４線入力信号を打ち消す為の構成
は、単純な抵抗RS，RRのみで構成することでき
る利点がある。
を、電圧電流変換回路６により２線負荷インピー
ダンス（Z0）１及び終端インピーダンス(Z)２に比
例する電流に変換し、その電流をミラー回路Ａ
３，Ｂ３を介して給電部を構成するミラー回路Ａ
０，Ｂ０に入力し、周波数特性を持たない２線信
号としてミラー回路Ａ０，Ｂ０から出力し、又２
線入力信号を差動増幅器OP3により平衡−不平衡
変換し、それに４線入力信号が含まれている場合
は、４線入力端子４WRに加えられる４線入力信
号とは逆相で差動増幅器OP3から出力され、演算
増幅器OP4により周波数特性が平坦化されるか
ら、回り込んだ４線入力信号を打ち消す為の構成
は、単純な抵抗RS，RRのみで構成することでき
る利点がある。
又終端インピーダンス２をＡ線、Ｂ線の２線間
に直接的に接続して終端を行う構成であるから、
インピーダンスの整合が取りやすくなる利点があ
り、この終端インピーダンス２が周波数特性を有
する場合に於いても、演算増幅器OP4による周波
数特性補償回路により補償することができるか
ら、平坦な周波数特性を得ることができる利点が
ある。
に直接的に接続して終端を行う構成であるから、
インピーダンスの整合が取りやすくなる利点があ
り、この終端インピーダンス２が周波数特性を有
する場合に於いても、演算増幅器OP4による周波
数特性補償回路により補償することができるか
ら、平坦な周波数特性を得ることができる利点が
ある。
又ミラー回路や演算増幅器等によつて構成する
ことができるから、LSI（大規模集積回路）化す
ることが可能となり、加入者回路の小型化を図る
ことができる利点がある。
ことができるから、LSI（大規模集積回路）化す
ることが可能となり、加入者回路の小型化を図る
ことができる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明
の実施例のブロツク図、第３図はLSI化給電部の
ブロツク図、第４図は周波数特性補正回路の他の
実施例のブロツク図、第５図及び第６図は電圧電
流変換回路の他の実施例のブロツク図、第７図は
従来例の要部ブロツク図である。 １は２線負荷インピーダンス（Z0）、２は終端
インピーダンス(Z)、３はインピーダンス(Z)、４は
インピーダンス（Z0）、５はバランスネツトワー
ク、６は電圧電流変換回路、３′，７はインピー
ダンス（NZ）、４′，８はインピーダンス
（NZ0）、９は定電流源、Ａ０〜Ａ３，Ｂ０〜Ｂ３
はミラー回路、Q0，Q1，QPはトランジスタ、
OP0，OP1，OP2，OP4は演算増幅器、OP3は差
動増幅器、４WRは４線入力端子、４WSは４線
出力端子、RS，RRは抵抗、VBBは電池電源電圧で
ある。
の実施例のブロツク図、第３図はLSI化給電部の
ブロツク図、第４図は周波数特性補正回路の他の
実施例のブロツク図、第５図及び第６図は電圧電
流変換回路の他の実施例のブロツク図、第７図は
従来例の要部ブロツク図である。 １は２線負荷インピーダンス（Z0）、２は終端
インピーダンス(Z)、３はインピーダンス(Z)、４は
インピーダンス（Z0）、５はバランスネツトワー
ク、６は電圧電流変換回路、３′，７はインピー
ダンス（NZ）、４′，８はインピーダンス
（NZ0）、９は定電流源、Ａ０〜Ａ３，Ｂ０〜Ｂ３
はミラー回路、Q0，Q1，QPはトランジスタ、
OP0，OP1，OP2，OP4は演算増幅器、OP3は差
動増幅器、４WRは４線入力端子、４WSは４線
出力端子、RS，RRは抵抗、VBBは電池電源電圧で
ある。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２線に終端インピーダンス２を直接接続して
終端を行う加入者回路に於いて、 ４線入力信号を２線負荷インピーダンス１及び
前記終端インピーダンス２に比例するインピーダ
ンスによつて電流に変換する電圧電流変換回路６
と、 該電圧電流変換回路６によつて変換された電流
を、給電部を構成し且つ２線信号を出力するミラ
ー回路Ａ０，Ｂ０に入力する為のミラー回路Ａ
３，Ｂ３と、 ２線信号を入力して平衡−不平衡変換する差動
増幅器OP3と、 該差動増幅器OP3の出力端子と４線入力端子と
の間に直列に接続した２個の抵抗RS，RRと、 前記２線負荷インピーダンス１及び前記終端イ
ンピーダンス２に比例するインピーダンスを反転
入力端子に接続し、且つ前記２個の抵抗RS，RR
の接続点を非反転端子に接続した演算増幅器OP4
とを備えた ことを特徴とする２線−４線変換回路。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60180959A JPS6242695A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | ２線−４線変換回路 |
| US06/897,914 US4827505A (en) | 1985-08-20 | 1986-08-19 | Subscriber line interface circuit |
| AU61585/86A AU574277B2 (en) | 1985-08-20 | 1986-08-19 | Subscriber line interface circuit |
| CA000516222A CA1260170A (en) | 1985-08-20 | 1986-08-19 | Subscriber line interface circuit |
| EP86111530A EP0212632B1 (en) | 1985-08-20 | 1986-08-20 | Subscriber line interface circuit |
| CN86105137A CN1003032B (zh) | 1985-08-20 | 1986-08-20 | 用户线接口电路 |
| KR8606880A KR900001135B1 (en) | 1985-08-20 | 1986-08-20 | Subscriber line interface circuit |
| DE8686111530T DE3687153T2 (de) | 1985-08-20 | 1986-08-20 | Teilnehmerschnittstellenschaltung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60180959A JPS6242695A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | ２線−４線変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6242695A JPS6242695A (ja) | 1987-02-24 |
| JPH0439957B2 true JPH0439957B2 (ja) | 1992-07-01 |
Family
ID=16092268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60180959A Granted JPS6242695A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | ２線−４線変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6242695A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0282794A (ja) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Fujitsu Ltd | ４線−４線回り込み抑止回路 |
| DK3409103T3 (da) | 2017-05-30 | 2021-10-25 | Fraunhofer Ges Forschung | Anordning og fremgangsmåde til fremme af planters vækst |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5742263A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Fujitsu Ltd | Power feeding and two/four wire conversion system |
| JPS5869132A (ja) * | 1981-10-20 | 1983-04-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電子化ハイブリツド回路 |
-
1985
- 1985-08-20 JP JP60180959A patent/JPS6242695A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6242695A (ja) | 1987-02-24 |
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