JPH0372198B2 - - Google Patents
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- JPH0372198B2 JPH0372198B2 JP57188240A JP18824082A JPH0372198B2 JP H0372198 B2 JPH0372198 B2 JP H0372198B2 JP 57188240 A JP57188240 A JP 57188240A JP 18824082 A JP18824082 A JP 18824082A JP H0372198 B2 JPH0372198 B2 JP H0372198B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
- H02M7/08—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in parallel
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、放電灯などに好適な電源用整流装置
に関する。
に関する。
従来、螢光灯などの放電灯の点灯装置として、
発光効率の向上、安定器での電力損失の低減、お
よび、安定器の小型化を図かることから、高周波
点灯を行なうようにしたものが知られている。か
かる高周波点灯装置は、第１図に示すように、電
源装置として、整流回路１と平滑用コンデンサ２
とで構成される整流装置が設けられ、入力端子
３，４間に供給される正弦波状の入力交流電圧
VAC（第２図Ａ）を整流回路１で整流し、平滑コ
ンデンサ２で平滑して出力端子５，６によく平滑
された直流電圧VDC（第２図Ｂ）を得、この直流
電圧VDCによつて高周波発振器を駆動して放電灯
を点灯させるものであり、発光効率が50Hz、ある
いは、60Hzの商用交流による低周波点灯に比べて
15〜20％向上する。
発光効率の向上、安定器での電力損失の低減、お
よび、安定器の小型化を図かることから、高周波
点灯を行なうようにしたものが知られている。か
かる高周波点灯装置は、第１図に示すように、電
源装置として、整流回路１と平滑用コンデンサ２
とで構成される整流装置が設けられ、入力端子
３，４間に供給される正弦波状の入力交流電圧
VAC（第２図Ａ）を整流回路１で整流し、平滑コ
ンデンサ２で平滑して出力端子５，６によく平滑
された直流電圧VDC（第２図Ｂ）を得、この直流
電圧VDCによつて高周波発振器を駆動して放電灯
を点灯させるものであり、発光効率が50Hz、ある
いは、60Hzの商用交流による低周波点灯に比べて
15〜20％向上する。
ところが、この電源用整流装置では、入力交流
電圧VACが平滑用コンデンサ２の電圧を越えた期
間だけ、平滑コンデンサ２に充電電流が流れるた
めに、供給される入力交流電流IACは、その波形
がパルス状となり、この結果、交流源からみた力
率は50〜60％と非常に低いものとなつて配線の稼
動効率の点から好ましいことではない。
電圧VACが平滑用コンデンサ２の電圧を越えた期
間だけ、平滑コンデンサ２に充電電流が流れるた
めに、供給される入力交流電流IACは、その波形
がパルス状となり、この結果、交流源からみた力
率は50〜60％と非常に低いものとなつて配線の稼
動効率の点から好ましいことではない。
そこで、この欠点を除去するために、第３図に
示すように、電源用整流装置として、平滑コンデ
ンサを設けずに、整流回路１のみで構成するよう
にすることが提案された。
示すように、電源用整流装置として、平滑コンデ
ンサを設けずに、整流回路１のみで構成するよう
にすることが提案された。
この従来技術によると、入力端子３，４間に供
給された正弦波状の入力交流電圧VAC（第４図Ａ）
は、整流回路１により整流されて出力端子５，６
に脈動電圧VDCを得、この脈動電圧VDC（第４図
Ｂ）により高周波発振器（図示せず）を、いわゆ
る、リツプル駆動するものであつて、平滑コンデ
ンサが設けられていないことから、供給される入
力交流電流IAC（第４図Ｃ）は正弦波状となり、力
率が向上することになる。
給された正弦波状の入力交流電圧VAC（第４図Ａ）
は、整流回路１により整流されて出力端子５，６
に脈動電圧VDCを得、この脈動電圧VDC（第４図
Ｂ）により高周波発振器（図示せず）を、いわゆ
る、リツプル駆動するものであつて、平滑コンデ
ンサが設けられていないことから、供給される入
力交流電流IAC（第４図Ｃ）は正弦波状となり、力
率が向上することになる。
しかしながら、この従来技術では、放電管の管
電流は、一旦零になつた後にエネルギーの供給が
充分でないと、直ちに立上ることができず、放電
管に有効に電流が流れない期間（以下、暗角領域
という）が存在し、この期間放電管はアーク放電
を停止して光束、すなわち、明るさが低下し、器
具発光効率Ln／Wio（但し、Lnは放電管から出る
光束、Wioは電源側からみた消費電力）が低下す
るとともに、実効電流値が低くなる。
電流は、一旦零になつた後にエネルギーの供給が
充分でないと、直ちに立上ることができず、放電
管に有効に電流が流れない期間（以下、暗角領域
という）が存在し、この期間放電管はアーク放電
を停止して光束、すなわち、明るさが低下し、器
具発光効率Ln／Wio（但し、Lnは放電管から出る
光束、Wioは電源側からみた消費電力）が低下す
るとともに、実効電流値が低くなる。
そこで、本発明者は、先に、かかる暗角領域を
除き、高力率を保持しつつ発光効率を向上させる
ようにした電源用整流装置を提案した（特願昭56
−195978）。かかる電源用整流装置は、整流回路
の出力側に15μF以下の極めて小さい静電容量の
コンデンサを設け、かかるコンデンサの放電期間
を、整流回路のみによつて放電管が駆動されたと
きに生ずる管電流の暗角領域に設定し、コンデン
サからの放電電流によつて暗角領域を埋め合わせ
るものであつて、力率を低下させることなしに、
発光効率を向上させることができる。
除き、高力率を保持しつつ発光効率を向上させる
ようにした電源用整流装置を提案した（特願昭56
−195978）。かかる電源用整流装置は、整流回路
の出力側に15μF以下の極めて小さい静電容量の
コンデンサを設け、かかるコンデンサの放電期間
を、整流回路のみによつて放電管が駆動されたと
きに生ずる管電流の暗角領域に設定し、コンデン
サからの放電電流によつて暗角領域を埋め合わせ
るものであつて、力率を低下させることなしに、
発光効率を向上させることができる。
しかしながら、この電源用整流装置によると、
力率をさらに向上させるためには、コンデンサの
静電容量を小さくしなければならず、静電容量を
余り小さくすると、電流値が小さい領域が生じ、
発光効率の低下をきたすことになる。また、コン
デンサが充電することにより、入力交流電流の波
形が、ゆるやかな漸減波形にパルス状波形が重複
されたものとなり、このことが、力率の低下を惹
き起こすことになる。したがつて、力率の改善に
は限界があつた。
力率をさらに向上させるためには、コンデンサの
静電容量を小さくしなければならず、静電容量を
余り小さくすると、電流値が小さい領域が生じ、
発光効率の低下をきたすことになる。また、コン
デンサが充電することにより、入力交流電流の波
形が、ゆるやかな漸減波形にパルス状波形が重複
されたものとなり、このことが、力率の低下を惹
き起こすことになる。したがつて、力率の改善に
は限界があつた。
高力率を保持したまま暗角領域を除く他の方法
として、整流回路の出力電圧を大きなリアクタン
スを有する素子を介してコンデンサに印加し、ま
た、コンデンサをダイオードを介して放電する方
法であり、入力交流電流の波形はほとんどパルス
波形を含まないなだらかな矩形状の波形となり、
力率が向上する。しかしながら、この方法による
と、リアクタンス素子としてコイルが用いられる
ことから、コイルのオーム損失が生じて消費電力
が増加するという欠点があつた。
として、整流回路の出力電圧を大きなリアクタン
スを有する素子を介してコンデンサに印加し、ま
た、コンデンサをダイオードを介して放電する方
法であり、入力交流電流の波形はほとんどパルス
波形を含まないなだらかな矩形状の波形となり、
力率が向上する。しかしながら、この方法による
と、リアクタンス素子としてコイルが用いられる
ことから、コイルのオーム損失が生じて消費電力
が増加するという欠点があつた。
本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
発光効率の低下や消費電力の増加を防止し、力率
を向上させることができるようにした電源用整流
装置を提供するにある。
発光効率の低下や消費電力の増加を防止し、力率
を向上させることができるようにした電源用整流
装置を提供するにある。
この目的を達成するために、本発明は、第１の
整流回路により入力交流電圧を整流して所定の電
源電圧を発生させるとともに、該入力交流電圧を
分圧して第２の整流回路により整流し、得られた
電圧でコンデンサを充電して、前記第１の整流回
路の出力電圧が所定電圧以下になつたときに、該
コンデンサが放電するようにした点に特徴があ
る。
整流回路により入力交流電圧を整流して所定の電
源電圧を発生させるとともに、該入力交流電圧を
分圧して第２の整流回路により整流し、得られた
電圧でコンデンサを充電して、前記第１の整流回
路の出力電圧が所定電圧以下になつたときに、該
コンデンサが放電するようにした点に特徴があ
る。
電源用整流装置に平滑用コンデンサを設ける
と、交流電流の波形はパルス状となり、力率が大
幅に低下することは先に述べた。かかるパルス状
波形は、平滑コンデンサの充電にともなうもので
あつて、先の特願昭56−195978号に記載される電
源用整流装置においても、入力交流電流は、ゆる
やかな漸減波形にパルス状波形が重畳されたよう
な波形を有しており、高い力率を得ることができ
るが、やはり、このパルス状波形が存在するため
に、力率の向上に制限が加わる。
と、交流電流の波形はパルス状となり、力率が大
幅に低下することは先に述べた。かかるパルス状
波形は、平滑コンデンサの充電にともなうもので
あつて、先の特願昭56−195978号に記載される電
源用整流装置においても、入力交流電流は、ゆる
やかな漸減波形にパルス状波形が重畳されたよう
な波形を有しており、高い力率を得ることができ
るが、やはり、このパルス状波形が存在するため
に、力率の向上に制限が加わる。
しかしながら、入力交流電流の波形が矩形状波
形にパルス状波形が重畳されたものであつても、
パルス状波形の矩形状波形に対する位置、パルス
状波形の振幅や形状などにより、力率が異なるこ
とが計算上知ることができる。たとえば、第５図
Ａ，Ｃに示すように、矩形状波形の立上り、立下
りの位置にパルス状波形が重畳されている場合よ
りも、同図Ｂに示すように、矩形状波形の中央部
にパルス状波形が重畳されている場合の方が力率
は高い。また、パルス状波形の振幅が小さい程、
また、形状がなだらかで幅が広い程力率は高くな
る。
形にパルス状波形が重畳されたものであつても、
パルス状波形の矩形状波形に対する位置、パルス
状波形の振幅や形状などにより、力率が異なるこ
とが計算上知ることができる。たとえば、第５図
Ａ，Ｃに示すように、矩形状波形の立上り、立下
りの位置にパルス状波形が重畳されている場合よ
りも、同図Ｂに示すように、矩形状波形の中央部
にパルス状波形が重畳されている場合の方が力率
は高い。また、パルス状波形の振幅が小さい程、
また、形状がなだらかで幅が広い程力率は高くな
る。
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであ
る。
る。
以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。
る。
第６図は本発明による電源用整流装置の一実施
例を示す回路図であつて、１は整流回路、３，４
は入力端子、５，６は出力端子、７は変圧器、８
は整流回路、９はコンデンサ、１０はダイオード
である。
例を示す回路図であつて、１は整流回路、３，４
は入力端子、５，６は出力端子、７は変圧器、８
は整流回路、９はコンデンサ、１０はダイオード
である。
次に、この実施例の動作について説明する。
入力端子３，４間に供給される入力交流電圧
VAC（第７図Ａ）は、整流回路１に供給されて整
流され、その出力電圧として脈動電圧が得られ
る。
VAC（第７図Ａ）は、整流回路１に供給されて整
流され、その出力電圧として脈動電圧が得られ
る。
一方、入力交流電圧VACは変圧器７で70％程度
に分圧され、整流回路８で整流される。整流回路
８で得られる脈動電圧はコンデンサ９に印加さ
れ、コンデンサ９は充電する。
に分圧され、整流回路８で整流される。整流回路
８で得られる脈動電圧はコンデンサ９に印加さ
れ、コンデンサ９は充電する。
整流回路１からの脈動電圧が高いときには、こ
の脈動電圧が出力端子５，６に得られ、ダイオー
ド１０は逆バイアスされてオフ状態にあり、整流
回路１からの脈動電圧が所定の電圧値以下になる
と、ダイオード１０はオン状態となり、コンデン
サ９はダイオード１０を通して放電を開始する。
コンデンサ９の放電期間、出力端子５，６間には
コンデンサ９の両端に生ずるほぼ一定の電圧が生
ずる。したがつて、出力端子５，６間に生ずる直
流電圧VDCは、第７図Ｂに示すように、整流回路
１に生ずる出力脈動電圧が、該出力脈動電圧が上
記所定の電圧値以下となる期間、コンデンサ９の
両端に生ずる電圧で補充された電圧となる。
の脈動電圧が出力端子５，６に得られ、ダイオー
ド１０は逆バイアスされてオフ状態にあり、整流
回路１からの脈動電圧が所定の電圧値以下になる
と、ダイオード１０はオン状態となり、コンデン
サ９はダイオード１０を通して放電を開始する。
コンデンサ９の放電期間、出力端子５，６間には
コンデンサ９の両端に生ずるほぼ一定の電圧が生
ずる。したがつて、出力端子５，６間に生ずる直
流電圧VDCは、第７図Ｂに示すように、整流回路
１に生ずる出力脈動電圧が、該出力脈動電圧が上
記所定の電圧値以下となる期間、コンデンサ９の
両端に生ずる電圧で補充された電圧となる。
これに対して、入力交流電流IACは、コンデン
サ９の放電期間では零となり、入力交流電圧VAC
の絶対値が大きくなり、整流回路１の出力脈動電
圧がコンデンサ９の両端の電圧以上になると流れ
始める。そして、整流回路８の出力脈動電圧がコ
ンデンサ９の両端の電圧以上になると、コンデン
サ９の充電のために、入力交流電流IACは急激に
増加する。したがつて、入力交流電流IACの波形
は、第７図Ｃに示すように、矩形状波形にピーク
部を有する波形が重畳されたものとなり、しか
も、そのピーク部は矩形状波形の中央部に存在す
ることになる。
サ９の放電期間では零となり、入力交流電圧VAC
の絶対値が大きくなり、整流回路１の出力脈動電
圧がコンデンサ９の両端の電圧以上になると流れ
始める。そして、整流回路８の出力脈動電圧がコ
ンデンサ９の両端の電圧以上になると、コンデン
サ９の充電のために、入力交流電流IACは急激に
増加する。したがつて、入力交流電流IACの波形
は、第７図Ｃに示すように、矩形状波形にピーク
部を有する波形が重畳されたものとなり、しか
も、そのピーク部は矩形状波形の中央部に存在す
ることになる。
しかるに、この実施例によると、力率が向上
し、また、出力端子５，６間の直流電圧VDCは常
に所定の電圧（コンデンサ９の両端の電圧で決ま
る）以上に維持することができて放電管（図示せ
ず）の管電流に暗角領域が生ずることがなく、放
電管における高発光効率を保持することができ
る。さらに、コンデンサ９の静電容量の電源用整
流回路の力率に対する影響は小さく、したがつ
て、コンデンサ９として、大きな静電容量のコン
デンサを用いることができるから、放電によるコ
ンデンサ９の両端の電圧変化を小さくすることが
できる。
し、また、出力端子５，６間の直流電圧VDCは常
に所定の電圧（コンデンサ９の両端の電圧で決ま
る）以上に維持することができて放電管（図示せ
ず）の管電流に暗角領域が生ずることがなく、放
電管における高発光効率を保持することができ
る。さらに、コンデンサ９の静電容量の電源用整
流回路の力率に対する影響は小さく、したがつ
て、コンデンサ９として、大きな静電容量のコン
デンサを用いることができるから、放電によるコ
ンデンサ９の両端の電圧変化を小さくすることが
できる。
第８図は本発明による電源用整流装置の他の実
施例を示す回路図であつて、１１，１２はコンデ
ンサであり、第６図に対応する部分には同一符号
をつけて説明を一部省略する。
施例を示す回路図であつて、１１，１２はコンデ
ンサであり、第６図に対応する部分には同一符号
をつけて説明を一部省略する。
第６図の実施例では、整流回路８の前段に設け
た分圧回路として、変圧器７を設けたが、この実
施例では、コンデンサ１１，１２を設けている。
入力端子３，４間の入力交流電圧VAC（第９図Ａ）
は、コンデンサ１１，１２により分圧されて整流
回路８に供給される、これ以外の動作について
は、第６図の実施例と同様であるから、説明を省
略し、出力端子５，６間に得られる直流電圧VDC
（第９図Ｂ）も第７図Ｂの波形と同様である。
た分圧回路として、変圧器７を設けたが、この実
施例では、コンデンサ１１，１２を設けている。
入力端子３，４間の入力交流電圧VAC（第９図Ａ）
は、コンデンサ１１，１２により分圧されて整流
回路８に供給される、これ以外の動作について
は、第６図の実施例と同様であるから、説明を省
略し、出力端子５，６間に得られる直流電圧VDC
（第９図Ｂ）も第７図Ｂの波形と同様である。
入力交流電流IACは、第９図Ｃに示すように、
立上りが階段状に生ずるが、ゆるやかな漸減波形
にパルス状波形が重畳された波形となり、しか
も、このパルス状波形を入力交流電圧VACの中央
部近傍に設定できるから、高い力率を得ることが
できる。コンデンサ１１，１２は、出力電流0.5
〜0.8Aに対して夫々6μF程度が最良であり、静電
容量を大きくすると、上記パルスの振幅が大きく
なつて力率が低下する。このパルスの振幅を上記
矩形波の振幅の３倍程度とし、パルスのピーク部
が極力位相角（第９図Ａ，Ｂ，Ｃにおいて、入力
交流電圧VACの半周期を基準とし、入力交流電圧
VACの零交叉点を位相角が0°とする）の75°〜115°
の範囲に入るようにすると、力率90％が達成する
ことができ、パルスの振幅を矩形波の振幅の２倍
とし、ピーク部を位相角75°〜115°の範囲内に入
るようにすると、力率95％以上、同じく、45°〜
135°の範囲内に入るようにすると、力率90％以上
が達成することができた。
立上りが階段状に生ずるが、ゆるやかな漸減波形
にパルス状波形が重畳された波形となり、しか
も、このパルス状波形を入力交流電圧VACの中央
部近傍に設定できるから、高い力率を得ることが
できる。コンデンサ１１，１２は、出力電流0.5
〜0.8Aに対して夫々6μF程度が最良であり、静電
容量を大きくすると、上記パルスの振幅が大きく
なつて力率が低下する。このパルスの振幅を上記
矩形波の振幅の３倍程度とし、パルスのピーク部
が極力位相角（第９図Ａ，Ｂ，Ｃにおいて、入力
交流電圧VACの半周期を基準とし、入力交流電圧
VACの零交叉点を位相角が0°とする）の75°〜115°
の範囲に入るようにすると、力率90％が達成する
ことができ、パルスの振幅を矩形波の振幅の２倍
とし、ピーク部を位相角75°〜115°の範囲内に入
るようにすると、力率95％以上、同じく、45°〜
135°の範囲内に入るようにすると、力率90％以上
が達成することができた。
なお、整流回路８の入力側に、整流回路８に並
列に、コンデンサ１１，１２よりも充分に静電容
量が小さいコンデンサを設けることができ、同様
の効果を得ることができる。
列に、コンデンサ１１，１２よりも充分に静電容
量が小さいコンデンサを設けることができ、同様
の効果を得ることができる。
この実施例は、先に従来技術として説明した整
流回路の出力電圧を大きなリアクタンス素子を介
してコンデンサに印加し、該コンデンサをダイオ
ードを介して放電する技術と同様に、入力交流電
流かなだらかな波形となつて力率が向上するが、
さらに、リアクタンス素子を用いていないから、
消費電力が増加することはない。このことは、第
６図の実施例に対しても言えることであつて、第
６図の実施例では、変圧器７の一次コイルに電流
が流れてオーム損失があるのに対し、第８図の実
施例では、このような損失は生じない。
流回路の出力電圧を大きなリアクタンス素子を介
してコンデンサに印加し、該コンデンサをダイオ
ードを介して放電する技術と同様に、入力交流電
流かなだらかな波形となつて力率が向上するが、
さらに、リアクタンス素子を用いていないから、
消費電力が増加することはない。このことは、第
６図の実施例に対しても言えることであつて、第
６図の実施例では、変圧器７の一次コイルに電流
が流れてオーム損失があるのに対し、第８図の実
施例では、このような損失は生じない。
第１０図は本発明による電源用整流装置のさら
に他の実施例を示す回路図であつて、１３は昇圧
トランスであり、第８図に対応する部分には同一
符号をつけて説明を一部省略する。
に他の実施例を示す回路図であつて、１３は昇圧
トランスであり、第８図に対応する部分には同一
符号をつけて説明を一部省略する。
この実施例は、昇圧トランス１３とコンデンサ
１１，１２とで分圧回路を形成するものである。
１１，１２とで分圧回路を形成するものである。
しかるに、入力端子３，４間に供給された入力
交流電圧VACは、昇圧トランス１３によつて昇圧
され、コンデンサ１１，１２によつて降圧されて
整流回路８に入力交流電圧VACが分圧された交流
電圧が印加される。
交流電圧VACは、昇圧トランス１３によつて昇圧
され、コンデンサ１１，１２によつて降圧されて
整流回路８に入力交流電圧VACが分圧された交流
電圧が印加される。
この実施例によると、コンデンサ１１，１２と
して、第８図の実施例におけるコンデンサ１１，
１２よりも、静電容量が小さいコンデンサを用い
ることができ、入力交流電流IACの波形は、第９
図Ｃに示す入力交流電流よりも、その立上りにお
いて、ピーク部がさらに減衰し、また、昇圧トラ
ンス１３のコイル（図示せず）のインダクタンス
により、立上りの階段状波形が緩和されてゆるや
かな波形となり、力率がさらに改善される。
して、第８図の実施例におけるコンデンサ１１，
１２よりも、静電容量が小さいコンデンサを用い
ることができ、入力交流電流IACの波形は、第９
図Ｃに示す入力交流電流よりも、その立上りにお
いて、ピーク部がさらに減衰し、また、昇圧トラ
ンス１３のコイル（図示せず）のインダクタンス
により、立上りの階段状波形が緩和されてゆるや
かな波形となり、力率がさらに改善される。
ところで、第８図および第１０図で示した実施
例では、整流回路８の前段に、２つのコンデンサ
１１，１２からなる分圧回路を用いたが、１つの
コンデンサからなる分圧回路を用いてもよいこと
はいうまでもない。第１１図はかかる分圧回路を
用いた本発明による電源用整流装置のさらに他の
実施例を示す回路図であつて、第８図に対応する
部分には同一符号をつけており、コンデンサ１１
が分圧回路をなすものである。すなわち、入力交
流電圧VACはコンデンサ１１によつて降圧され、
分圧された交流電圧が整流回路８に供給されて整
流され、第８図に示した実施例と同様の効果が得
られる。ただし、この場合、整流回路８からコン
デンサ９、整流回路１を通して交流電流が流れる
交流電流路があつて、入力交流電圧VACが入力端
子３側でプラスである場合と、入力端子４側でプ
ラスである場合とで、交流電流通路へのコンデン
サ１１の入り方が異なることになり、入力交流電
圧VACの半サイクル毎の分圧率が異なつてコンデ
ンサ９の両端に生ずる電圧は変動するから、コン
デンサ９から整流回路１への交流電流路を遮断す
るために、ダイオード１４を設けている。
例では、整流回路８の前段に、２つのコンデンサ
１１，１２からなる分圧回路を用いたが、１つの
コンデンサからなる分圧回路を用いてもよいこと
はいうまでもない。第１１図はかかる分圧回路を
用いた本発明による電源用整流装置のさらに他の
実施例を示す回路図であつて、第８図に対応する
部分には同一符号をつけており、コンデンサ１１
が分圧回路をなすものである。すなわち、入力交
流電圧VACはコンデンサ１１によつて降圧され、
分圧された交流電圧が整流回路８に供給されて整
流され、第８図に示した実施例と同様の効果が得
られる。ただし、この場合、整流回路８からコン
デンサ９、整流回路１を通して交流電流が流れる
交流電流路があつて、入力交流電圧VACが入力端
子３側でプラスである場合と、入力端子４側でプ
ラスである場合とで、交流電流通路へのコンデン
サ１１の入り方が異なることになり、入力交流電
圧VACの半サイクル毎の分圧率が異なつてコンデ
ンサ９の両端に生ずる電圧は変動するから、コン
デンサ９から整流回路１への交流電流路を遮断す
るために、ダイオード１４を設けている。
以上の実施例は、位相制御型調光器を介して使
用された場合、位相の量にしたがつて明るさを変
化させることができる。
用された場合、位相の量にしたがつて明るさを変
化させることができる。
なお、以上の実施例は、放電管の電源用整流装
置として説明したが、これに限るものではなく、
交流電圧を平滑するための任意の整流装置に対
し、力率を向上させるために適用することができ
る。
置として説明したが、これに限るものではなく、
交流電圧を平滑するための任意の整流装置に対
し、力率を向上させるために適用することができ
る。
以上説明したように、本発明によれば、放電管
の管電流の暗角領域を補充するための充放電用の
コンデンサの静電容量は、力率に影響を及ぼすこ
とがなく、また、該コンデンサの充電期間を所定
の期間に設定して、入力交流電流の波形を、矩形
状波形に、該矩形状波形の中央部にピーク部を有
するパルス状波形が重畳したものとするものであ
るから、前記コンデンサの静電容量を大きくする
ことができて、管電流の暗角領域を確実に除去す
ることができ、高い発光効率を維持したまま力率
を向上させることができるものであつて、上記従
来技術の欠点を除いて優れた機能の電源用整流装
置を提供することができる。
の管電流の暗角領域を補充するための充放電用の
コンデンサの静電容量は、力率に影響を及ぼすこ
とがなく、また、該コンデンサの充電期間を所定
の期間に設定して、入力交流電流の波形を、矩形
状波形に、該矩形状波形の中央部にピーク部を有
するパルス状波形が重畳したものとするものであ
るから、前記コンデンサの静電容量を大きくする
ことができて、管電流の暗角領域を確実に除去す
ることができ、高い発光効率を維持したまま力率
を向上させることができるものであつて、上記従
来技術の欠点を除いて優れた機能の電源用整流装
置を提供することができる。
第１図は従来の電源用整流装置の一例を示す回
路図、第２図Ａ，Ｂ，Ｃは第１図の各部の電圧、
電流を示す波形図、第３図は従来の電源用整流装
置の他の例を示す回路図、第４図Ａ，Ｂ，Ｃは第
３図の各部の電圧、電流を示す波形図、第５図
Ａ，Ｂ，Ｃは本発明による電源用整流装置の原理
を説明するための交流電流波形図、第６図は本発
明による電源用整流装置の一実施例を示す回路
図、第７図Ａ，Ｂ，Ｃは第６図の各部の電圧、電
流を示す波形図、第８図は本発明による電源用整
流装置の他の実施例を示す回路図、第９図Ａ，
Ｂ，Ｃは第８図の各部の電圧、電流を示す波形
図、第１０図は本発明による電源用整流装置のさ
らに他の実施例を示す回路図、第１１図は本発明
による電源用整流装置のさらに他の実施例を示す
回路図である。 １……整流回路、３，４……入力端子、５，６
……出力端子、７……変圧器、８……整流器、９
……コンデンサ、１０……ダイオード、１１，１
２……コンデンサ、１３……昇圧トランス。
路図、第２図Ａ，Ｂ，Ｃは第１図の各部の電圧、
電流を示す波形図、第３図は従来の電源用整流装
置の他の例を示す回路図、第４図Ａ，Ｂ，Ｃは第
３図の各部の電圧、電流を示す波形図、第５図
Ａ，Ｂ，Ｃは本発明による電源用整流装置の原理
を説明するための交流電流波形図、第６図は本発
明による電源用整流装置の一実施例を示す回路
図、第７図Ａ，Ｂ，Ｃは第６図の各部の電圧、電
流を示す波形図、第８図は本発明による電源用整
流装置の他の実施例を示す回路図、第９図Ａ，
Ｂ，Ｃは第８図の各部の電圧、電流を示す波形
図、第１０図は本発明による電源用整流装置のさ
らに他の実施例を示す回路図、第１１図は本発明
による電源用整流装置のさらに他の実施例を示す
回路図である。 １……整流回路、３，４……入力端子、５，６
……出力端子、７……変圧器、８……整流器、９
……コンデンサ、１０……ダイオード、１１，１
２……コンデンサ、１３……昇圧トランス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源端子からの入力交流電圧を整流し該
入力交流電圧の振幅に略等しい振幅の脈動電圧を
出力する第１の整流回路を備え、該脈動電圧を直
接出力端子に供給するようにした電源用整流装置
において、 該入力交流電圧を分圧する分圧回路と、該分圧
回路の出力交流電圧を整流する第２の整流回路
と、該第２の整流回路の出力脈動電圧を平滑して
直流電圧にするコンデンサとからなる整流平滑手
段を設けて、該整流平滑手段をダイオードを介し
て前記出力端子に接続し、 前記第１の整流回路の整流回路の出力脈動電圧
が該コンデンサの充電電圧で決まる所定電圧より
も高い期間、該ダイオードがオフして該出力脈動
電圧が前記出力端子から出力され、該出力脈動電
圧が該所定電圧以下の期間、該ダイオードがオン
し、該コンデンサで生成された前記直流電圧が該
ダイオードを介して前記出力端子から出力される
ように構成したことを特徴とするる電源用整流装
置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記分圧回
路は、変圧器であることを特徴とする電源用整流
装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記分圧回
路は、コンデンサからなることを特徴とする電源
用整流装置。 ４ 特許請求の範囲第１項において、前記分圧回
路は、昇圧トランスとコンデンサとからなること
を特徴とする電源用整流装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57188240A JPS5981899A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 電源用整流装置 |
| US06/546,269 US4555753A (en) | 1982-10-28 | 1983-10-28 | Rectifier circuit with two rectifiers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57188240A JPS5981899A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 電源用整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5981899A JPS5981899A (ja) | 1984-05-11 |
| JPH0372198B2 true JPH0372198B2 (ja) | 1991-11-15 |
Family
ID=16220240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57188240A Granted JPS5981899A (ja) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | 電源用整流装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4555753A (ja) |
| JP (1) | JPS5981899A (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4622629A (en) * | 1984-10-12 | 1986-11-11 | Sundstrand Corporation | Power supply system with improved transient response |
| GB8528501D0 (en) * | 1985-11-19 | 1985-12-24 | Lucas Ind Plc | Switching rectified alternating current |
| DE3612147A1 (de) * | 1986-04-10 | 1987-10-15 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer gleichspannung aus einer sinusfoermigen eingangsspannung |
| US4686619A (en) * | 1986-09-17 | 1987-08-11 | Westinghouse Electric Corp. | Low dissipation capacitor voltage sharing circuit for a static AC/DC converter |
| JPS63182689U (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-24 | ||
| US4866591A (en) * | 1988-08-26 | 1989-09-12 | Sundstrand Corporation | Regulated transformer rectifier unit |
| WO1992002074A1 (en) * | 1990-07-23 | 1992-02-06 | Henri Courier De Mere | Self-integration voltage converter |
| NL9101453A (nl) * | 1990-09-10 | 1992-04-01 | Barmag Barmer Maschf | Frequentie-omvormer. |
| US5103388A (en) * | 1990-09-18 | 1992-04-07 | Hewlett-Packard Company | Low harmonic current and fault tolerant power supply |
| US5088019A (en) * | 1990-09-18 | 1992-02-11 | Hewlett-Packard Company | Low harmonic current and fault tolerant power supply |
| US5189361A (en) * | 1990-11-14 | 1993-02-23 | Meier Werner A | High voltage dc power generation circuit powered from the alternator of a motor vehicle |
| AU647894B2 (en) * | 1991-03-27 | 1994-03-31 | Honeywell Inc. | System powered power supply using dual transformer HVAC systems |
| US5121316A (en) * | 1991-05-13 | 1992-06-09 | Modular Devices, Inc. | Electronic system and method for correcting the power factor of an accessory to a main equipment |
| US5168438A (en) * | 1992-01-17 | 1992-12-01 | Randall C. Smith | Selectable dual rectifier power supply for musical amplifier |
| US5872430A (en) * | 1996-08-14 | 1999-02-16 | Motorola Inc. | Single switch electronic ballast with low in-rush current |
| US6653822B2 (en) * | 2001-02-22 | 2003-11-25 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit for converting AC voltage into DC voltage |
| DE10226213A1 (de) * | 2002-06-13 | 2003-12-24 | Philips Intellectual Property | Schaltkreis mit einem Wandler |
| US20070024122A1 (en) * | 2005-07-27 | 2007-02-01 | Steve Belson | System and method for a distributed front end rectifier power system |
| EP2180585A1 (en) * | 2008-10-22 | 2010-04-28 | Advanced Digital Broadcast S.A. | AC-DC converter with a smoothing circuit achieving small current ripples at the converter output |
| US9136777B2 (en) * | 2010-02-18 | 2015-09-15 | Koninklijke Philips N.V. | Capacitively coupled power supply system |
| US8766082B2 (en) | 2010-12-21 | 2014-07-01 | Mesa/Boogie, Ltd. | Amplifier with selectable master control |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3579085A (en) * | 1968-09-13 | 1971-05-18 | Acoustic Research Inc | Power supply for providing main and standby sources of power |
| US4084217A (en) * | 1977-04-19 | 1978-04-11 | Bbc Brown, Boveri & Company, Limited | Alternating-current fed power supply |
| US4109307A (en) * | 1977-05-04 | 1978-08-22 | Gte Sylvania Incorporated | High power factor conversion circuitry |
| US4222096A (en) * | 1978-12-05 | 1980-09-09 | Lutron Electronics Co., Inc. | D-C Power supply circuit with high power factor |
| JPS6327401Y2 (ja) * | 1980-07-09 | 1988-07-25 |
-
1982
- 1982-10-28 JP JP57188240A patent/JPS5981899A/ja active Granted
-
1983
- 1983-10-28 US US06/546,269 patent/US4555753A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5981899A (ja) | 1984-05-11 |
| US4555753A (en) | 1985-11-26 |
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