JPH0375096B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はストリツプ線路あるいはマイクロスト
リツプ線路等の平面回路を用いたミキサに関し、
特にマイクロ波帯において低雑音特性が広帯域に
わたり得られるマイクロ波集積回路（MIC）化
シングル・ミキサに関するものである。

従来の技術 MICを用いた従来のミキサでは、中間周波信
号を取り出す方法として第５図あるいは第６図
（特願昭56−102842号）に示すような回路が使わ
れていた。

第５図において、高周波信号入力端子１から入
力された高周波信号は主線路２を伝播してミキ
サ・ダイオード３に印加される。一方、端子４か
ら入力された局部発振信号は主線路２と高周波的
に結合し、局部発振信号のみを選択通過させる局
発信号用帯域通過フイルタ（局発BPF）５を通
過してミキサ・ダイオード３に印加される。６は
低域通過フイルタで、高周波信号と局部発振信号
の差の周波数成分である中間周波信号を取り出す
と同時に高周波信号や局部発振信号に対してはミ
キサ・ダイオード３の端子Ａを高周波的に短絡さ
せるために設けられた長さが高周波信号や局部発
振信号の1/4波長（λ/4）の終端開放スタブと直
列インダクタンスとから構成されている。７は中
間周波信号に対してミキサ・ダイオード３の端子
Ｂを短絡させるための中間周波信号短絡回路で、
特性インピーダンスの高い1/4波長（λ/4）線路
で構成された終端が接地短絡された低域通過フイ
ルタである。８はミキサ・ダイオード３で発生し
た中間周波信号で取り出す中間周波信号出力端子
である。

このような従来の、終端が接地短絡された低域
通過フイルタによる中間周波信号短絡回路７で
は、中間周波信号周波数が比較的低い場合には問
題はなかつたが、中間周波信号周波数が高くなる
に従つて中間周波信号短絡回路７の有するインピ
ーダンスが無視できなくなり、もはや短絡回路と
は見なされない。このとき、中間周波信号短絡回
路７のインピーダンスはある有限の大きさをもつ
インダクタンス回路の性質を示すようになる。こ
の中間周波信号短絡回路７は出力端子８からみれ
ばミキサ・ダイオード３と直列に入るため、中間
周波信号短絡回路７のインピーダンスが大きくな
るに従い中間周波信号側からの整合帯域幅が制限
され、結局ミキサの帯域幅を制限する。同時にミ
キサ・ダイオード３の端子Ｂには主線路２が接続
されているため、中間周波信号短絡回路７のイン
ピーダンスが大きくなると、主線路２の入力端子
１側に接続される回路の状態により中間周波信号
出力端子８からミキサ・ダイオード３側を見たイ
ンピーダンスが大きく影響を受け、中間周波信号
での出力インピーダンスの不整合などによるミキ
サの性能を低下させるとともに、中間周波信号で
の出力インピーダンス整合を、高周波信号側の整
合回路から独立して設計することが困難であるな
どの欠点があつた。

この欠点を軽減しようとして中間周波信号短絡
回路７のインピーダンスを小さくするため、中間
周波信号短絡回路７を構成するストリツプ線路の
幅を広くして特性インピーダンスを低くする方法
が考えられるが、線路の幅を広くすると今度は中
間周波信号短絡回路７が主線路２の線路インピー
ダンスを大きく乱したり、伝搬損失を増大させる
という問題が新たに生じる欠点があつた。

第６図には別の従来例を示すが第５図と同一箇
所には同一番号を付して説明する。端子１から入
力された高周波信号は主線路２を伝播してミキ
サ・ダイオード３に印加される。端子４から入力
された局部発振信号は主線路２と高周波的に結合
し、局部発振信号を選択通過させる局発BPF５
を通過してミキサ・ダイオード３に印加される。
６は低域通過フイルタで、中間周波信号を取り出
すと同時に、高周波信号や局部発振信号に対して
はミキサ・ダイオード３の端子Ａを高周波的に短
絡させるために設けられた長さが高周波信号や局
部発振信号の1/4波長（λ/4）の終端開放スタブ
と直列インダクタンスとから構成されている。８
はミキサ・ダイオード３で発生した中間周波信号
を取り出す中間周波信号出力端子である。９は高
周波信号に対しては通過特性を示すが、中間周波
信号に対しては開放インピーダンスを示す中間周
波信号阻止回路で、ミキサ・ダイオード３から中
間周波信号の1/4波長（λif／４）の距離に設けられ ている。

従つて、ミキサ・ダイオード３の端子Ｂは中間
周波信号で高周波的に短絡されている。

このような第６図の従来例では、ダイオード装
荷点Ｂを中間周波信号の1/4波長（λif／４）の長さ の終端が中間周波信号周波数で開放されたストリ
ツプ線路を用いて高周波的に短絡しているため、
中間周波信号周波数が低いと主線路が長もなり、
主線路を伝搬する高周波信号の伝搬損失の増大に
よるミキサの性能が低下したり、回路寸法が大き
くなる欠点があつた。更に、ダイオード装荷点Ｂ
の中間周波信号での短絡状態が主線路２上に設け
られるフイルタ等の回路形状により大きく影響を
受けるため、中間周波信号での出力インピーダン
ス整合を高周波信号側の整合回路から独立して設
計することが困難であるなどの欠点があつた。

発明が解決しようとする課題 以上のような従来の、終端が接地短絡された低
域通過フイルタによる中間周波信号短絡回路７
や、終端が中間周波信号周波数で開放された中間
周波信号の1/4波長（λif／４）の長さのストリツプ 線路で、ダイオード装荷点Ｂを短絡する方法で
は、中間周波信号周波数が1GHz以下の比較的低
い場合や、中間周波信号周波数が1GHz以上の比
較的高い場合にはダイオード装荷点Ｂを中間周波
信号周波数で短絡する方法には問題がなかつた
が、中間周波信号周波数が1GHz前後の低くもな
く高くもない場合や、中間周波信号周波数が1G
Hz前後の周波数範囲を含む比較的低い周波数から
比較的高い周波数までの広帯域にわたる場合に
は、従来のダイオード装荷点の短絡方法を利用し
て中間周波信号での出力インピーダンス整合をと
り、中間周波信号出力端子より中間周波信号を取
り出す方法では、第５図では主線路２の線路イン
ピーダンスを中間周波信号短絡回路７が大きく乱
したり、第６図では、主線路２が長くなるため回
路寸法が大きくなつたり、高周波信号の伝搬損失
の増大によりミキサの性能が低下したりする欠点
があつた。特に最大の欠点は第５図、第６図とも
に広帯域な整合条件を中間周波信号で実現するこ
とが困難なことであつた。更に、実際の回路では
主線路２上に様々な機能をもつた回路（特にフイ
ルタ）が設けられるため、中間周波信号での出力
インピーダンス整合が高周波信号側の回路形状に
大きく影響され、中間周波信号での出力整合回路
の設計が困難になるという欠点も大きな問題点で
あつた。

本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、ダ
イオード装荷点を低い周波数から高い周波数まで
接地短絡するとともに、1GHz以下の低い中間周
波信号周波数から1GHz以上の高い中間周波信号
周波数までの広帯域にわたり整合条件を満足で
き、しかも中間周波信号での出力インピーダンス
整合を高周波信号側の回路形状に大きく依存しな
い、シングル・ミキサの回路構成を提供すること
を目的とする。

課題を解決するための手段 本発明は上記の目的を達成するために、ストリ
ツプ線路またはマイクロストリツプ線路とミキ
サ・ダイオードとでなるマイクロ波集積回路構成
のシングル・ミキサにおいて、高周波信号入力端
子に主線路の一端を接続し、前記主線路の他端を
中間周波信号に対して開放インピーダンスとなる
直流阻止回路と副線路とを介して前記ミキサ・ダ
イオードの一端に接続し、前記ミキサ・ダイオー
ドの他端を接地するとともに、前記主線路上また
は直流阻止回路部分に局部発振信号を印加し、前
記副線路を高周波信号または局部発振信号の約1/
４波長以下の長さに設定するとともに、前記主線
路の線路インピーダンス以下に低く設定し、前記
直流阻止回路を前記主線路と前記副線路のそれぞ
れの開放端が高周波信号の約1/4波長の長さにわ
たり分布結合してなる1/4波長線路結合形インタ
デイジタル直流阻止回路で構成し、前記ミキサ・
ダイオードの一端近傍で、前記副線路に並列に高
周波信号と局部発振信号の差の周波数成分である
中間周波信号を取り出す低域通過フイルタを接続
したことを特徴とするシングル・ミキサとする。

作 用 本発明は上記の構成において、高周波信号の1/
４波長線路結合形インタデイジタル直流阻止回路
が主線路を中間周波回路から分離し、高周波信号
または局部発振信号の1/4波長以下の長さの副線
路がミキサ・ダイオードに対する整合線路となる
とともに、中間周波信号に対して周波数依存性の
小さい容量素子を提供し、局部発振信号を主線路
または直流阻止回路部に印加することで、局部発
振回路を中間周波回路から分離する。

実施例 以下、本発明の実施例のシングル・ミキサにつ
いて、図面を参照しながら説明する。第１図は本
発明の第１の実施例のシングル・ミキサの構成を
示す回路図である。図において、高周波信号入力
端子１１から入力された高周波信号は主線路１２
と直流阻止回路２１と副線路２２を伝播してミキ
サ・ダイオード１３に印加される。端子１４から
入力された局部発振信号は主線路１２と高周波的
に結合し、局部発振信号を選択通過させる局発
BPF１５を通してミキサ・ダイオード１３に印
加される。１６は中間周波信号を取り出す低域通
過フイルタで、長さが高周波信号や局部発振信号
の1/4波長（λ/4）の終端開放スタブと直列イン
ダクタンスとから構成されている。ミキサ・ダイ
オード１３の端子Ｃは主線路１２および副線路２
２の接地導体（図示せず）に直接接続されてお
り、ミキサ・ダイオード１３で発生した中間周波
信号は中間周波信号出力端子１８から取り出され
る。２１は高周波信号や局部発振信号に対しては
通過特性を示すが、中間周波信号に対しては開放
インピーダンスを示す中間周波信号阻止回路で、
２本の終端開放のストリツプ線路が開放端から高
周波信号の約1/4波長（λ/4）の長さにわたり
分布結合してなる1/4波長線路結合形インタデイ
ジタル直流阻止回路からなり、その結合線路のイ
ンピーダンスは約50Ωに設定されミキサ・ダイオ
ード１３から約1/4波長（λ/4）の距離に設け
られている。２２は副線路で構成した整合線路
で、ミキサ・ダイオード１３のインピーダンスが
低い場合には線路の特性インピーダンスを50Ωよ
りも低くして、端子１１から見た入力インピーダ
ンスの整合を高周波信号周波数で行なつている。
同時に整合線路２２は中間周波信号では容量性の
整合回路素子として機能している。２０は中間周
波信号整合回路で、中間周波信号出力端子１８か
らミキサ・ダイオード１３側を見たインピーダン
スが整合条件を満足するように構成される。特に
中間周波信号整合回路２０は並列インダクタンス
回路２０′を含み、この並列インダクタンス回路
２０′はミキサ・ダイオード１３を流れるバイア
ス電流の帰還回路の一部分にもなつている。

第１の実施例では、中間周波信号阻止回路２１
は構成が簡単で寸法が小さく、高周波信号や局部
発振信号に対しては挿入損失が少なく、しかも広
帯域に帯域通過フイルタ特性を示す。一方、分布
結合する２本の終端開放ストリツプ線路の結合ギ
ヤツプによるギヤツプ間容量は、例えば高周波信
号周波数が12GHzでは普通0.1pFになり、中間周
波信号周波数が1GHzとするとギヤツプ間容量の
示すインピーダンスは約1.6kΩとなり、ほぼ開放
インピーダンスに近い。従つて、出力インピーダ
ンスが主線路１２上に設けられる高周波信号側の
回路形状や端子１１側に接続される回路から受け
る影響を軽減あるいは除去することができる。

また、ミキサ・ダイオード１３で発生した中間
周波信号は低域通過フイルタ１６および並列イン
ダクタンス回路２０′を含む中間周波信号整合回
路２０を順次通過させて取り出す構成で、中間周
波信号整合回路２０としてミキサ・ダイオード１
３に流れるバイアス電流の帰還回路を兼ねる並列
インダクタンス回路２０′を用いているため、新
たにバイアス電流の帰還回路を形成する必要がな
いため、ミキサの回路構成が小形化、簡素化され
る。しかも、使用するミキサ・ダイオードは１個
であるため、ミキサの製造コストは安くなる。

また、中間周波信号阻止回路２１をミキサ・ダ
イオード１３から約1/4波長（λ/4）離れた位
置に設けているため、整合線路２２は高周波信号
に対する整合回路としてだけではなく、中間周波
信号に対しても有用な容量性の整合回路素子とし
て機能し、特に整合線路２２はミキサ・ダイオー
ド１３に最も近い整合回路素子として中間周波信
号周波数に対してほぼ一定の容量値を備え、出力
インピーダンス整合を広帯域に実現するのに不可
欠な整合回路素子であることが実験的に確認され
ている。

第２図は本発明の第２の実施例で第１図と同一
箇所には同一番号を付して説明する。２３は高周
波信号や局部発振信号に対しては通過特性を示す
が、中間周波信号に対しては開放インピーダンス
を示す中間周波信号阻止回路で、２本の終端開放
のストリツプ線路が開放端から高周波信号の約1/
４波長（λ/4）の長さにわたり分布結合してな
る1/4波長線路結合形インタデイジタル直流阻止
回路からなり、ミキサ・ダイオード１３から約1/
４波長（λ/4）の距離に設けられている。第１
図の中間周波信号阻止回路２１の結合線路インピ
ーダンスが約50Ωに設定されているのに対して、
第２図の中間周波信号阻止回路２２の結合線路イ
ンピーダンス（結合線路の偶モードおよび奇モー
ドのインピーダンスをそれぞれZ_evおよびZ_pdとす
ると、結合線路のインピーダンスは（Z_ev−Z_pd）
１２で与えられる）は50Ωからずれた値に設定さ
れ、整合線路２２とともにミキサ・ダイオード１
３の高周波信号周波数での素子インピーダンスを
50Ωにインピーダンス整合するための1/4波長線
路インピーダンス変換器としても機能している。
それ以外は第１の実施例と構成は全く同じであ
る。

第２の実施例では、中間周波信号阻止回路２２
は、高周波信号に対してはインピーダンス変換器
として機能するため、端子１１からミキサ・ダイ
オード１３側を見た入力インピーダンスの整合帯
域幅を一層広帯域化できる効果がある。それ以外
の作用・効果は第１の実施例と全く同じである。

第３図は本発明の第３の実施例で第１図と同一
箇所には同一番号を付して説明する。端子１１か
ら入力された高周波信号は主線路１２を伝播して
ミキサ・ダイオード１３に印加される。２４は高
周波信号に対しては通過特性を示すがイメージ信
号は抑圧するフイルタで３段の終端開放スタブで
構成され、ミキサ・ダイオード１３の端子Ｄから
フイルタ２４側を見たインピーダンスがイメージ
信号で短絡となる位置に設けられており、フイル
タ２４とミキサ・ダイオード１３との間の距離
は、イメージ信号のほぼ1/2波長（λ_n／２）に選 んでいる。端子１４から入力された局部発振信号
は半波長ストリツプ線路共振器で構成された局発
BPF１５′を介してミキサ・ダイオード１３に印
加されるが、局発BPF１５′の主線路１２に対す
る高周波的結合点Ｅは高周波的結合点Ｅからミキ
サ・ダイオード１３側を見たインピーダンスが局
部発振信号周波数で開放あるいは開放に近い状態
となる位置に設けられている。１６は中間周波信
号を通過させる低域通過フイルタである。１８は
ミキサ・ダイオード１３で発生した中間周波信号
を取り出す中間周波信号出力端子である。２０は
中間周波信号整合回路で、中間周波信号出力端子
１８からミキサ・ダイオード１３側を見た出力イ
ンピーダンスが整合条件を満足するように構成さ
れる。特に中間周波信号整合回路２０は並列イン
ダクタンス回路２０′を含み、この並列インダク
タンス回路２０′はミキサ・ダイオード１３を流
れるバイアス電流の帰還回路の一部分にもなつて
いる。２５は高周波信号や局部発振信号に対して
は通過特性を示すが中間周波信号に対しては開放
インピーダンスを示す中間周波信号阻止回路で、
２本の終端開放ストリツプ線路が開放端から高周
波信号の約1/4波長（λ/4）の長さにわたり分
布結合した1/4波長線路結合形インタデイジタル
直流阻止回路で構成されており、ミキサ・ダイオ
ード１３から約1/4波長（λ/4）の距離に設け
られている。中間周波信号阻止回路２５の結合線
路インピーダンスは50Ωに設定されるが、ミキ
サ・ダイオード１３の素子インピーダンスが低い
場合には50Ω以下に設定され、整合回路としての
機能をもたせることもある。２２は整合線路で端
子１１からミキサ・ダイオード１３側を見た入力
インピーダンスが高周波信号で整合がとれるよう
に設けられており、低インピーダンス線路で構成
されている。低インピーダンス線路で構成される
整合線路２２はミキサ・ダイオード１３に最も近
い容量性の整合回路素子として機能している。

第３の実施例では、高周波信号に対しては通過
特性を示すがイメージ信号は抑圧するフイルタと
して、構成が簡単で寸法が小さい３段の終端開放
スタブフイルタ２４を用い、ミキサ・ダイオード
１３から端子１１側を見たインピーダンスがイメ
ージ信号で短絡となる位置に配しているので、端
子１１から入力された高周波信号は少ない伝播損
失でミキサ・ダイオード１３に伝播し、ミキサ・
ダイオード１３で発生するイメージ信号を再度中
間周波信号に効率よく変換せしめるため、変換損
失の少ないミキサ特性が得られると同時に、イメ
ージ抑圧比の大きいミキサ特性が得られる。

また中間周波信号に対しては開放インピーダン
スを示す中間周波信号阻止回路２５が主線路１２
に対し直列に設けられているため、中間周波信号
における出力整合状態が主線路１２上に設けられ
ているフイルタ２４の形状や端子１１側に接続さ
れる回路から受ける影響を除去することができ
る。

また中間周波信号阻止回路２５がミキサ・ダイ
オード１３から高周波信号の約1/4波長（λ/4）
離れた位置に設けられているため、整合線路２２
は中間周波信号に対して容量性の整合回路素子と
して機能し、特に、ミキサ・ダイオード１３に最
も近い整合回路素子として中間周波信号での出力
インピーダンスの整合帯域幅を広帯域化する効果
がある。また、ミキサ・ダイオード１３で発生し
た中間周波信号は低域通過フイルタ１６および並
列インダクタンス回路２０′を含む中間周波信号
整合回路２０を順次通過させて取り出す構成で、
中間周波信号整合回路２０としてミキサ・ダイオ
ード１３に流れるバイアス電流の帰還回路を兼ね
る並列インダクタンス回路２０′を用いているた
め、新たにバイアス電流の帰還回路を形成する必
要がないため、ミキサの回路構成が小型化・簡素
化される。しかも、使用するミキサ・ダイオード
は１個であるため、ミキサの製造コストは安くな
る。

第４図は本発明の第４の実施例で第１図と同一
箇所には同一番号を付して説明する。端子１１か
ら入力された高周波信号は主線路１２を伝播して
ミキサ・ダイオード１３に印加される。２４′は
高周波信号のみを選択通過させる高周波信号用帯
域通過フイルタ（高周波信号用BPF）で両端開
放の半波長ストリツプ線路共振器で構成され、ミ
キサ・ダイオード１３の端子Ｄから端子１１側を
見たインピーダンスがイメージ信号で開放となる
位置に設けられており、フイルタ２４′とミキ
サ・ダイオード１３との距離はイメージ信号のほ
ぼ1/4波長（λ_n／４）に選ばれている。端子１４ から入力された局部発振信号は半波長ストリツプ
線路共振器で構成された局発BPF１５″を介して
ミキサ・ダイオード１３に印加される。１６は中
間周波信号を通過させる低域通過フイルタであ
る。１８はミキサ・ダイオード１３で発生した中
間周波信号を取り出す中間周波信号出力端子であ
る。２０は中間周波信号整合回路で中間周波信号
出力端子１８からミキサ・ダイオード１３側を見
たインピーダンスが整合条件を満足するように構
成される。特に中間周波信号整合回路２０は並列
インダクタンス回路２０′を含み、この並列イン
ダクタンス回路２０′はミキサ・ダイオード１３
を流れるバイアス電流の帰還回路の一部分にもな
つている。２２は整合線路で端子１１からミキ
サ・ダイオード１３側を見たインピーダンスが高
周波信号周波数で整合がとれるように設けられて
おり、低インピーダンス線路で構成されている。
低インピーダンス線路で構成される整合線路２２
は中間周波信号に対してはミキサ・ダイオード１
３に最も近い容量性の整合回路素子として機能し
ている。

第４の実施例では、フイルタ２４′は終端開放
の半波長ストリツプ線路共振器で構成されている
ため、フイルタ２４′は中間周波信号に対しては
開放インピーダンスを示し、中間周波信号におけ
る出力整合状態が端子１１側に接続される回路か
ら受ける影響を除去することができる。

またフイルタ２４′がミキサ・ダイオード１３
から高周波信号の約1/4波長（λ/4）離れた位
置に設けられているため、整合線路２２は中間周
波信号に対して、ミキサ・ダイオード１３に最も
近い容量性の整合回路素子として機能し、中間周
波信号での出力インピーダンスの整合帯域幅を広
帯域化する効果がある。また中間周波信号整合回
路としてミキサ・ダイオード１３に流れるバイア
ス電流の帰還回路を兼ねる並列インダクタンス回
路２０′を用いているため、新たにバイアス電流
の帰還回路を形成する必要がなく、ミキサの回路
構成が小型化・簡素化される。しかも使用するミ
キサ・ダイオードは１個であるため、ミキサの製
造コストは安くなる。

以上説明した実施例では、局部発振信号をミキ
サ・ダイオードに印加するのに、中間周波信号阻
止回路と高周波信号、入力端子との間で、主線路
と高周波的に結合した局発BPFを介して行なつ
ているが、必ずしも実施例で説明した方法によら
なくてもよい。例えば、端子１１から高周波信号
と同時に局部発振信号を入力するとか、または、
直流阻止回路２５、フイルタ２４の終端開放スタ
ブと高周波的に結合した局発BPFを介してミキ
サ・ダイオードに局部発振信号を印加してもよい
ことは言うまでもない。

発明の効果 以上のように本発明による実施例では (1) 主線路上に高周波信号に対しては通過特性を
示すが中間周波信号に対しては開放インピーダ
ンスを示す直流阻止回路を設けることにより、
中間周波信号における出力インピーダンス整合
が高周波信号入力端子側に接続される回路や主
線路上に設けられるフイルタ等の形状から受け
る影響を除去することができるので、中間周波
信号での整合帯域が外部回路によつて制限され
ることがない。

(2) 直流阻止回路がミキサ・ダイオードの近傍に
設けられているため、ミキサ・ダイオードに接
続されている短い副線路が中間周波信号に対し
てはミキサ・ダイオードに最も近い容量性の整
合回路素子として機能し中間周波信号での出力
インピーダンスの整合帯域幅を一層広帯域化で
きる。

(3) シングル・ミキサであるためミキサ・ダイオ
ードが１個でよく、ミキサの製造コストが安価
にできる。

(4) 直流阻止回路がミキサ・ダイオードの近傍に
設けられているため、高周波信号の入力整合回
路と中間周波信号の出力整合回路とは、重複す
る部分は少なく副線路の部分を除いては重複し
ていないので、高周波信号の入力整合回路と中
間周波信号の出力整合回路とをそれぞれ独立し
て設計することが容易になり、ミキサの入出力
回路設計の自由度が大幅に向上する。

などの効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるシング
ル・ミキサのパターン図、第２図は本発明の第２
の実施例によるシングル・ミキサのパターン図、
第３図および第４図はそれぞれ本発明の第３およ
び第４の実施例におけるシングル・ミキサのパタ
ーン図、第５図および第６図はそれぞれMICを
用いた従来のシングル・ミキサのパターン図であ
る。 １１……高周波信号入力端子、１２……主線
路、１３……ミキサ・ダイオード、１４……局部
発振信号入力端子、１５，１５′，１５″……局発
BPF、１６……低域通過フイルタ、１８……中
間周波信号出力端子、２１，２３，２５……中間
周波信号阻止回路（直流阻止回路）、２０……中
間周波信号整合回路、２０′……並列インダクタ
ンス回路、２２……整合線路、２４……イメージ
阻止フイルタ、２４′……高周波信号用BPF。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ストリツプ線路またはマイクロストリツプ線
   路とミキサ・ダイオードとでなるマイクロ波集積
   回路構成のシングル・ミキサにおいて、高周波信
   号入力端子に主線路の一端を接続し、前記主線路
   の他端を中間周波信号に対して開放インピーダン
   スとなる直流阻止回路と副線路とを介して前記ミ
   キサ・ダイオードの一端に接続し、前記ミキサ・
   ダイオードの他端を接地するとともに、前記主線
   路上または直流阻止回路部分に局部発振信号を印
   加し、前記副線路を高周波信号または局部発振信
   号の約1/4波長以下の長さに設定するとともに、
   前記主線路の線路インピーダンス以下に低く設定
   し、前記直流阻止回路を前記主線路と前記副線路
   のそれぞれの開放端が高周波信号の約1/4波長の
   長さにわたり分布結合してなる1/4波長線路結合
   形インタデイジタル直流阻止回路で構成し、前記
   ミキサ・ダイオードの一端近傍で、前記副線路に
   並列に高周波信号と局部発振信号の差の周波数成
   分である中間周波信号を取り出す低域通過フイル
   タを接続したことを特徴とするシングル・ミキ
   サ。 ２ ミキサ・ダイオードの一端と1/4波長線路結
   合形インタデイジタル直流阻止回路との間にある
   副線路を高周波信号に対する第１の整合回路とし
   て用い、前記1/4波長線路結合形インタデイジタ
   ル直流阻止回路を高周波信号に対する第２の整合
   回路としたことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のシングル・ミキサ。 ３ 主線路に並列に接続した複数段の終端開放ス
   タブで構成され、イメージ信号周波数では阻止域
   となり高周波信号では通過域となる帯域阻止フイ
   ルタを主線路上に設けたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のシングル・ミキサ。 ４ 平行結合形ストリツプ線路で構成され、イメ
   ージ信号周波数では阻止域となり高周波信号では
   通過域となる帯域通過フイルタを主線路上に設け
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   シングル・ミキサ。 ５ 低域通過フイルタの出力側に中間周波信号整
   合回路を設け、この中間周波信号整合回路を少な
   くとも１本以上の終端が接地短絡された並列イン
   ダクタンスで構成するとともに、この並列インダ
   クタンスの少なくとも１本をミキサ・ダイオード
   に流れるバイアス電流の帰還回路として用いたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のシン
   グル・ミキサ。