JPH0381684A - 受波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はパルス状超音波により物体の断面構造をｍ察す
る装置特に物体の運動までを観察する高速超音波断層撮
像装置の受信音波ビーム合成方式〔従来の技術〕 高速に超音波断連像を得るため、固定された指向性の探
触子を機械的に走査するのに代え、配列する超音波素子
の信号にある分布に従う遅延時間を与え、素子選択の変
更、もしくは遅延時間分布の変更により指向性が変更で
きる構成がとられる。

その例は、特開昭４９−４３４８０号などに記載されて
いる。

以下遅延時間分布により所望の指向性を得る構成を図面
により詳細に説明する。第１図（ｉ）に示す送信音波ａ
　（ｔ）を目標へ放射する。

ここで ａ　　（ｔ　）　　＝Ａ　　（ｔ　）　ｓｉｎωｔ　−
（１）である。目標物体に対応して上記ω（＝２πｆｃ
：ｆｃは周波数）、τ。は設定される。例えばソーナー
においては、ｆｃ４１００ｋＨｚ、ｔ。４１００μＳ程
度であり、医用応用ではそれぞれ５ＭＨｚ２μｓ程度と
なり種々変化する。この送信音波は物体により反射され
第１図（ｉｉ）に示すように配列受波素子群ｄ０〜ｄ　
ｎ−１に入射する。このため第１図（ｉ）に示されるよ
うに物体の存在する方向に対応した時間差τ２を有する
素子出力ａ０〜ａ１１−０が得られる。ここでτ１は物
体までの往復音波伝播時間である。

第１図（■）に現在広く行なわれている受信ビーム合成
方式の構成を示す。ここでＤ　Ｌ　ｐが受信信号ａＦを
遅延させるアナログ遅延回路であり、それぞれＤｐの信
号遅延を行なう。ここでＤＰ＝　（ｎ−ｐ）＠　τ喝 でありこの基本遅延時間τ、を変化させることにより受
信ビーム方向を変化させる。この遅延回路Ｄ　Ｌ　ｐの
出力ｂＰは受信信号ａｐがａｐ：ａ （を−τ、−Ｐｒ２） であるため ｂｐ＝ａ　　（ｔ−τ、　Ｐτｚ−Ｄｐ−）＝ａ　　（
ｔ−τ１＋Ｐ（τ、　−τ２）−ｎで、）となり１．音
波入射方向と受信方向が一致した場合（τ２＝τ４）に
は第１図（ｉｖ）に示すようにｂｐ＝ａ （を−τ、−ｎτ４） となり全出力が同一の波形となる。このような遅延時間
整合ののち加算器Ｓにより着目方向受信信号Ｃを得る。

この目的方位信号Ｃは ｐ＝Ｑ ＝　ｎ　ａ （を−τ１−ｎτ、） となり大出力として得られる。以上は目的方向から到着
した信号についてであるが、希望しない方向からの信号
（τ、−τ、＝Δ）についてはｂｐ＝ａ　　（ｔ−ｃ１
＋ＰΔ−ｎτ、）であるため加算器出力Ｃは第１図（Ｖ
）に示すように各信号が打消し合い、抑圧された出力と
なる。

以上の基本動作の説明から理解されるように従来の方式
の場合には遅延回路ＤＬの遅延時間精度が搬送波の周期
（τ、）の精度で必要となりで３／２程度の精度では目
的方位信号も低下してしまい通常で３／４程度の遅延時
間精度が必要となり構成が非常に困難となる。

これを改良したのが第２図の構成である。受信信号ａＰ
と参照用信号ｅ　ｓｒ　、　ｅ　ＣＦとの乗算を変衡変
調器により構成される乗算器Ｍｓｐ、　ＭＣＰにより行
なう。この乗算器Ｍｓｐ、　Ｍｃｐの内部構成は同一で
あり説明の便のため別記号とする。この参照信号は中心
周波数ωの遅延した正弦波であり、どのような指向性の
受波を行なうか、つまり後述する収束受波等によりチャ
ネル間の遅延時間の分布は種々変化する。説明の簡単の
ため第１図のような斜め方向からの平面波に対応した指
向性を得る場合を説明すると、これらの参照信号は、ｅ
ｓｐ＝＝：ｓｉｎ　（ω（ｔ−Ｐ　τ４）　）　　−−
（２）ｅｃｐ＝ｃｏｓ　（（１）　　（ｔ−Ｐ　τｓ）
　）　−（３）なる互に９０’移相した遅延信号である
。すなわち隣りあう素子チャネル間で基本遅延時間τ、
づつ位相差を有する。このような遅延分布をもつ各チャ
ネルの参照信号はアナログ遅延線を用いることなく作成
できる。その構成を第３図（ａ）に示す。第３図（ｂ）
に示す周期τ、（τ３＝２π／ω）なる矩形波をシフト
レジスタＳＨＨのデータとし印加し、ＳＨＨの内容をτ
、なる周期のクロックにより移動する。このような構成
によりシフトレジスタのＰビット目からはＰτ、だけ遅
延され、周期かで、の波形ｆｐが得られる。またこのｆ
ｐをτ、／４だけの遅延時間を有する単安定マルチバイ
ブレータによるディジタル遅延回路Ｄ　Ｄ　ｐにより遅
延させることにより第３図のようにｆｐと９０’位相差
をもつｇ、なる信号が得られる。このｆｐｖｇ’を中心
周波数ωなる共振フィルターＦ　ｓｐ　、　Ｆ　ｃｐに
より整形することによりｅｓｐ＋　８ｃｐが得られる。

シフトレジスタＳＨＨの各ビットの出力ｆａｓＬｔ・・
・・・・についてそれぞれ同様にディジタル遅延回路Ｄ
Ｄ。、ＤＤｏ、・・・・・・、共振フィルターＦｓ＠、
　Ｆｓ＞・・・・・・及びＦ　Ｃ１１ｌ　ＦＣｌ２・・
・・・・が設けられ、もって隣接チャネル間でて、づつ
位相左右する参照信号ｅｓ、、ｅｓ工、・・・・・・及
びｅ。。ｅ　ｅｅｓｔ・・・・・・が得られる。

乗算器Ｍ　ｓ　ｐ　＊　Ｍ　ｃ　ｐの出力ｈ　ｓｃ　ｅ
　ｈ　ｃｐはそれぞれｈｉｐ”：　ａｙ　”　　ｅｓｐ ＝Ａ（τ）ｓｉｎ（ωτ）◆５ｉｎ（ｕ（ｔ−Ｐ　τ４
））Ａ（τ） ”　　　　　（ｃｏｓ（ω（Ｐ（τ、−τ、）−で１）
＝　　−ｃｏｓ（ω（２ｔ−τ１−Ｐ（τ２＋τ４））
〕および ｈｃｐ＝ａｐＨｅｐ ＝Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωτ）・ｃｏｓ（ω（ｔ−Ｐ　τ４
））φＰ　＝ω（Ｐ（τ、−τ２）−τ１）φＰ′＝ω
（Ｐ（τ、＋で３）十τ１）τ　　＝を一τ１−Ｐτ２
＝τ（１〉 である、このｈ　ｃｐ　、ｈ　ｓｐにおいてＡ　（ｔ）
が受信波形の包絡線成分であり５ｉｎ（２ω１）＋ｃｏ
ｇ（２ωｔ）に比較して充分低い周波数成分を有する。

このため２ω周波数成分を低下させる低域濾波器Ｌ　ｓ
ｐ　、　Ｌ　（ｐによりＡ。）の周波数成分のみを分離
抽出可能である。このような濾波器出力１１Ｆ（ｔ）ｐ
　１　ＣＰ（ｔ）はそれぞれｈｘｐ、　ｈｃｐの右辺第
１項のみとなり となる。このような波形をアナログ遅延回路ＤＳｐ、Ｄ
Ｃｐにより遅延させる。このＤ　Ｓ　ｐ　。

Ｄ　Ｃｐは互に同一の構成であり可変遅延時間（ｎ−ｐ
）τ、を与える遅延線である。ここで、τ５はアナログ
信号用遅延部ＤＳＰ、ＤＣＰの遅延時間設定値に関係し
た値であり、各チャンネル遅延時間設定値は実施例にお
いて簡単のために使用した無限遠からの平面波を受信す
る場合には、各素子に対する遅延時間設定値は素子番号
ｐに対して（ｎ−ｐ）　τ、と与えられる。ここで、τ
６は設定値であり、実際の動作においてはΔｐなる誤差
が生ずる。このためＤＳＰ、ＤＣＰの出力ｊ　ｓｐ。

ｊｃｐは となる。このような信号ｊｌｉＰ＋　Ｊｃｐをそれぞれ
ｎ個についての総和を得る加算器Ｓｓ、Ｓｃにより加算
する。この加算器出力ｋｓ、ｋｃはそれぞれｐ＝。

である、ここで目標方向から音波が入射する場合を考え
るとτ２＝τ、＝τ５であるためなる信号となり、大き
な出力となる。この信号を２乗器Ｔｓ、Ｔｃにより２乗
し、Ｓａにより加算し、開平器Ｒにより開平することに
より出力信号Ｃを得る。この構成より、目標方向信号に
対する出力Ｃは となり、目標物体までの距離に無関係に（τ、に無関係
）に最大出力が得られることになる。一方目標以外の方
向からの音波に関してはτ、−でよ＝Δτ５−τ２＝Δ
′ とすると ｎ−１ ｋｓ”−ΣＡｃｔ　−ｃ１＋ＰΔ’　　ｎｒｓ）ＩＩｃ
ｏｓ（ω（ｐΔ−τ、））２ｐ＝０ となり。

（ｎ−１） ωΔが２π以上となるとｋｓ。

ｋｃは小さな値となり抑圧された出力となる。このこと
をｋｓについて説明する。

なおｋｃについて も同様である。

であり。

ここで （ｎ−１） ωΔ〉２πとすると、 ｐの０からｎ−１までの変化に対応して、ω　ｐ６ ΔがＯから２πまで変化する。

このため ＣＯＳ　（ω（ｐ・Δ−τｉ））の値がこのωｐ・Δの
変化に対応して１周期分変化し、これらの全てを加算し
た結果であるｋｓは正負の値が平均化され小さな値とな
る。ここで、Ａ（を−τｚ＋ｐΔ′ｐΔ′ｚｐΔくｎΔ
ｚ□＝τ３（τ。であり、反射信号の得られるｔ＝τ１
なる時刻近傍においては、はとんど変化しない。この（
ｎ−１）ωΔ＝２πに対応する方向が指向特性の第１零
点となり従来の方式と同一の指向特性が実現されている
。

即ち、これまで述べたように、Δ、Δ′の変化に対して
、Ａ（を−τｚ＋ＰΔｌ　　　ｎτ５）は、反射波の中
央付近では変化しない。このため、この値をＢとすると
、 となる。

このようなｋｓのΔに対する変化は、 良 なる。一方、従来方式においても、第４頁第４行のｂｐ
の式を使用すると （ω（を−τ１＋ＰΔ−ｎτ４）） となり、Δに対する変化は第２図のものと同一になる。

このため、方位分解能も全く同一となる。

次に、遅延回路の遅延時間精度の影響を述べる。

参照信号の処理はデジタル処理が可能であり、簡単に所
要の遅延時間が得られ、τ、〜τ２＝Ｏと設定可能であ
る。一方、受信信号成分を遅延させる部分（第２図に示
すＤ　Ｓ　ｐ　、Ｄ　Ｃｐ　）は、振幅情報を有するこ
とがら構成が複雑になり、時間精度を高めることは困難
である。そこで、このＤＳＰ。

Ｄ　Ｃｐの遅延時間誤差が問題となる。この遅延時間設
定誤差をΔｐとすると、設定遅延時間ｐτ５に対するＤ
Ｓｐ、ＤＣｐの実際の遅延時間Ｄ　Ｅ　ｐは、ＤＥｐ＝
（ｎ　　　ｐ）　　τ、−Δｐとなる。このため式（８
）、（９）に対応する遅延手段からの出力Ｊｓｐ、　ｊ
ｃｐは、となる。ここでは、目標方向から入射する音波
に対する受信信号強度についての検討であるから、設定
遅延量τ５は、τ、−τ３（＝Δ′）＝Ｏとなっている
。このためてＰ′＝を一τ１＋Δｐ−ｎτ。

であり、これらを加算した加算出力ｋｓ、ｋｃは式％式
％） 位相差φＰは、 φデ＝ω（ｐ（τ４−τ２）−τ１） であり、 目標方向の物体であることから同様に τ咄−τ２ （＝０） ＝Ｏであり、 φデ＝−ωτ、 となる。

以上の式より である。このような遅延時間誤差Δｐが存在する場合に
おける目的方向についての受信出力Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）”ｆ■７下Ｔ？＝−ΣＡ（ｔ−？、十Δｐ−ｎ
ｔｓ）である。ここでＡ（を−τ１＋Δｐ−ｎτ５）は
、受信開始時刻がτ１−Δｐ＋ｎτ、であり、これは時
間長で。なる矩形パルスである。このため、受信素子ｐ
に対応して誤差Δｐが変化するので、それぞれ受信時刻
が変動し、それらの総和であるＣ　（ｔ）がで。より長
くなり、第４図のようになる。すなわち、ｎが大きくΔ
Ｐが一様分布と仮定すると に対応して第４図のように変化する。この図より理解さ
れるようにΔｌｌ＋ａ≦−に遅延回路ＤＣＰを構成する
ことにより最大値の低下なしに目的信号の抽出が可能で
ある。

一方、従来の場合には、Ａ　（１）　ｓｉｎ　（（，１
ｔ）の直接遅延の加算であり、Δｐの誤差により加算出
力は、 となる。

このため、 加算出力が低下しないために は。

ωΔｐ（π が必要であり、 π　　　　１ である。ここで、通常このτ。は前出τ、に比して大幅
に長いためＤＳｐ、ＤＣｐの遅延時間精度は従来方式に
おける遅延回路Ｄ　Ｌ　ｐに比較して大幅に楽になる。

このようにして、特定の位置からの信号を得ることが可
能となり、この信号によりブラウン管を輝度変調し、物
体形状を知るあるいは反射波形の分析により特定位置に
存在する物体の性質を知ることが可能となる。

以上は忠実に装置を構成する場合の動作であるが、本方
式の包絡線情報に着目する特徴を利用することによりさ
らに種々の簡略化が可能である。

第２図における片側の加算器Ｓｓの出力ｋｓに着目する
。目的方向物体からの受信出力は第１２式％式％ であり、これは第１４式にｃｏｓ　（−ωτ１）を乗し
た形式になっている。このことはτ１の変化（距離の変
化）に従い出力振幅が変化する（感度が変化する）こと
に対応する。この様子を第５図に示す、このようにωτ
６＝πなる関係にある音波伝播時間で６を周期とする感
度の変動が生ずる。しかしこのτ６に相当する距離間隔
Δｒは伝播媒質中の音速をＣｓ、音波波長を人とすると
であり。

水中において２ＭＨｚ音波を使用するとΔｒ”０．１９ （ｍｍ） （Ｃｓ：　１５００ｍ／ｓ） となり、 多数の反射点より構成される有限の太きさを有する物体
の場合にはこのような微細な感度変化は全く問題となら
ない。

すなわち、反射点が１点のみであり、かつ第５図に示す
Ｉｋｓｌの零点に位置が固定している場合（τ１が固定
）には反射信号を見失うことになる。しかし、通常は生
体あるいは水中側のように対象物が運動しあるいは観測
点が移動し、相対位置が変動する。このため、音波伝搬
時間τ、が変化し、反射信号が瞬間的に消滅しても、す
ぐに再び出現する。特に、有限の大きさを有する物体の
場合には、多数の反射点を有することから、たとえ物体
が固定しているとしても、どこかの反射点が必ずａｍさ
れることになり、片側の出力のみによっても反射体を見
失うことは全くない。

以上のことにより第２図に示した方式の変形として参照
信号としてｅｓｐあるいはｅｃＰの一方のみを使用する
受信ビーム構成法も可能であり、この場合には第２図の
構成がほぼ半分となり大幅に装置が簡単となる。

また本方式によるとＤＳｐの遅延時間精度は第４図に示
したように包絡線の長さの精度である。

このためて、がτ。に比較して小さい場合には第６図に
示すように１ｓｐ（又は１ｃｅ）を複数の群にまとめて
から遅延させることが可能である。このようにＳａ、Ｓ
ｂｔ　ｓＣなる加算器により加算された信号Ｑａ、Ｑｂ
、Ｑｃはそれぞれ第６図のようになり、振幅の低下は全
く表われない。このＱａ、　Ｑｂ。

ＱｃをそれぞれＤ　Ｓａ、　Ｄ　Ｓｂ、　Ｄ　Ｓｃによ
り１２τ２，８τ２，４τ２遅延させることにより第７
図ｑ＆＊　ｑｂ＋　（Ｉｃが得られこの３信号を加算器
ＳＳにより加算することにより目的信号出力Ｕを最大振
幅の低下なしに求めることが可能となる。

以上は説明の簡単のために４信号（ｌｓ６−１ｓ３等）
を１台（ｇａ等）とし３群にてシステムを構成して説明
したがこの構成に限られるものではなくＵの最大振幅が
低下しない制限の下に任意の分割が可能であることは明
白である。このような構成にすると第６図より明らかな
ように遅延回路の個数が大幅に減少しく第６図の構成で
は１／４）装置構成が楽になる。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上に示した受信音波ビーム合成方式では、受波信号と
参照信号とを乗算することにより得る低周波数成分を遅
延させることにより遅延回路の精度に関する要求が緩和
される。しかし、第２図、第６図に示した例では遅延回
路としてアナログ遅延線を用いているため、なお要求さ
れる精度を満足し、かつ大きな遅延を得るための遅延回
路は大型でかつ高価なものになることはまぬがれ得ない
。

さらに、第２図、第６図の説明にては省略したが、送波
時刻からの時間経過中で当・初は近距離からの反射点か
らの反射音波が、また次第に遠方からの反射音波が受波
素子に到達するのに対応して受信信号の整相のための遅
延時間分布の曲率を順次小さくしていくことによりどの
ような距離に存在する反射信号も常時位相を一致させて
受信することが可能である。このような受信方式を採用
する場合に第１図、もしくは第６図のようにアナログ遅
延数を用いるには１個々の遅延線は多数の中間タップを
有するものでなければならず、さらにその中間タップを
１回の送波後の受信期間中に高速で切替える必要が生じ
る。

そこで、本発明の目的は、送波時刻の後常時位相を一致
させる受波を行なう場合にも正確に容易に遅延時間分布
の順次切替が可能な受波装置を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明は受信信号そのものの波形を遅延させるのでなく
、複数チャネルの受信信号をそれぞれ離散的に標本化し
て保持し、保持された複数チャネルの受信信号同志を加
算することにより所望の遅延時間分布を達成するととも
に、その遅延時間分の曲率が送波からの時間経過ととも
に小さくなるように制御するようにした構成に特徴があ
る。

〔作用〕

〔実施例〕 第９図に本発明の実施例の構成を示す。本実施例は第６
図に示したアナログ遅延数ＤＳａ、ＤＳｂ＝ＤＳｃ及び
加算器ＳＳよりなる部分に替えて、加算器Ｓａ、Ｓｂｔ
　ｓＣの出力に接続されるものである。ただし、Ｓａ、
Ｓｂ、Ｓｃの出力ｎ＆、Ｑｂ、Ｑｃについて位置合せす
るのでなく、第２図の１ｓＰｙＬｓｃについて位置合せ
する場合も同様な構成を取ることが可能である。

第８図を参照しながら第９図について説明する。

第８図に示されたように信号Ｑａ、　Ｑｂ、　Ｑｃ（ｉ
ｓｐ、　ｉｃｐについて位置合せをする構成も同様に考
えられるが省略）が得られたと仮定する。これらの信号
の同一部分（時刻はそれぞれ異なる）Ｑ＆０．　ｆｌｂ
ｌ＋　ＱＣｚをマルチプレクサ−Ｍ　Ｘ　ａ　、　ｂ　
１　ｃにより選択して同一の加算器ＭＡ、に印加する。

同様にＱ　＆２　＊　Ｑ　ｌｓｉ　ｙ　Ｑ　Ｃ２をＭＡ
、に印加し順次それぞれの加算器により信号の特定部分
をＭＡ、まで印加する。次のＱ　ａｓ　ｔ　Ｑ　Ｊ　？
　Ｑ　Ｃ４を再度ＭＡ。

に印加しこの操作をくり返す。このような処理を行なう
と加算器ＭＡ、〜ＭＡ、の出力はそれぞれＶい〜ｖ７と
なり、信号の同一部分がそれぞれ標本化されて分離抽出
されている。このような加算器出力ｖ　、　””　ｖ−
、を有限時間τｓ　（Ｑａ−Ｑｂ−Ｑｃが得られる時間
）だけ積分器ＩＴ、〜７により積分する。

この積分器はＱｃ戒成分Ｑに出力した直後にそれぞれリ
セット可能となっている。

このような積分器出力はそれぞれω、〜ω、となり積分
の最後値はそれぞれＱａ、Ｑｂ、Ｑｃを時間合せした後
加算した振幅とほぼ同一となる。つまり、マルチプレク
サＭ　Ｘ　ａ　、　Ｍ　Ｘ　ｂ　、　Ｍ　Ｘ　ｃにより
順次標本化されて加算器ＭＡ１の出力に現れた１２１１
？Ｑｂ＝　Ｑｃの各チャネルの信号は互いに出現時間が
異なるけれども、積分器に順次その値が保持されながら
値が加算されていくので遅延分布が実現する。このよう
な積分結果をリセット直前に出力用マルチプレクサ−Ｍ
ＰＸにより順次読み出すと第８図のＸに示すように第７
図Ｕとほぼ同一の波形が得られ、等価的に包絡線の遅延
回路が実現されたことになる。このようにマルチプレク
サ−スイッチ、加算器、積分器により構成すると時間合
せが全てディジタルクロックにより可能となり、装置の
安定度が大幅に向上する。ここに述べた信号選択、積分
リセットを制御する制御信号を第９図に示すＣｘ、及び
ＣＹにより作成する。このうちＣＸにより作成するマル
チプレクサ−Ｍ　Ｘ　ａ　ｐ　ｂ　＋　ｃの順次選択の
タイミングを制御する制御信号にある曲率をもった遅延
分布をもたせれば、所望位置の反射点からの球面波の位
相合せが可能となり、さらにこの曲率を時間経過ととも
に小さくしていけば、近距離の物体から遠距離の物体ま
で常に位相の合った反射音波の受波が可能になる。一方
。

本実施例のように、参照信号との乗算によ・り余め各受
信信号の位相処理を行なう場合には、この参照信号につ
いても上記の時間とともに変化する曲率の遅延時間を与
える必要がある。そこで、第３図の回路に代えて第１０
図に示す回路を用いる。

遅延回路ＤＶ、、ＤＶ２．・・・・・・Ｄ　Ｖ　ｐ　、
・・・・・・は遅延時間の制御か可能な遅延回路であり
、このようなり　Ｖ　ｐの構成は電圧により出力パルス
幅が変化可能な通常の単安定マルチバイブレータを使用
することにより容易に実現される。さらに参照信号ｅ　
ｓｐ　、　ｅ　ｃｐが正弦波であることを考えるとこの
ような２次の曲率を有する参照信号が単一周波数のみに
ついて構成する単筒な移相器により代用されることも明
らかである。

〔発明の効果〕 以上のように本発明によれば、複数チャネルの受信信号
の離散的な値を保持して遅延を実現するのでディジタル
クロックによる時間合せで任意のパターンの遅延分布が
容易に実現でき、時間とともに変化する曲率の遅延分布
による近距離から遠距離まで全てに位相合せした受信を
容易に行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ｉ）、　　（ｉｔ）は送信波形と受信器出力の
時間関係を示す説明図であり、（ｉｉｉ）　、　　（ｔ
ｖ）　。 （Ｖ）は従来方式の動作説明図、 第２図は本発明の前提となる方式の構成図、第３図は第
２図の方式に用いる参照信号発生部の構成例図、 第４図は遅延回路部の誤差が出力波形に与える影響を示
す図、第５図は１種類の参照信号により構成した場合の
距離に対する感度変化を示す図、第６図は遅延回路部を
簡単化する構成の説明図、第７図は第６図の構成による
出力を示す図、第８図は遅延回路部を第９図により構成
するときの時間関係を示す図、 第９図は本発明の実施例の回路図、第１０図が近距離に
おいて焦点を保有させるための付加回路を示す図である
。 第 日 第 ２ 圀 第 ２ρ 泗 第 の →１ｒ−７輪 第４図 ２７：−→ ヤ”乙〜／″＼−一−τ Ｊ！。 第 固 第 ざ 固

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、配列する複数の受波素子から得る複数チャネルの受
   波信号に遅延を与えて加算し、もって所定の方向もしく
   は位置からの反射波に一致させた受波音波ビームを合成
   する受波装置において、前記複数チャネルの受波信号の
   それぞれを標本化した離散的な値をそれぞれ順次保持し
   て所望の遅延を与え、これらの値をチャネル同志で加算
   する標本化整相手段と、該標本化整相手段で実現する遅
   延の曲率を時間と逆比例する曲率に順次変更する手段と
   を有することを特徴とする受波装置。