JPH0532710B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス状超音波により物体の断面構造
を観察する装置特に物体の運動までを観察する高
速超音波断層撮像装置の受信音波ビーム合成方式
に関する。

〔従来の技術〕

高速に超音波断層像を得るため、固定された指
向性の探触子を機械的に走査するのに代え、配列
する超音波素子の信号にある分布に従う遅延時間
を与え、素子選択の変更、もしくは遅延時間分布
の変更により指向性が変更できる構成がとられ
る。その例は、特開昭49−43480号などに記載さ
れている。

以下遅延時間分布により所望の指向性を得る構
成を図面により詳細に説明する。第１図(i)に示す
送信音波ａ(t)を目標へ放射する。

ここで ａ(t)＝Ａ(t)sinωt……(1) （Ａ(t)＝１（０≦ｔ≦τ₀） ０（その他）） である。目標物体に対応して上記ω（＝2πfc：fc
は周波数）、τ₀は設定される。例えばソーナーに
おいては、fc≒100kHz，τ₀≒100μs程度であり、
医用応用ではそれぞれ5MHz、2μs程度となり種々
変化する。この送信音波は物体により反射され第
１図に示すように配列受波素子群d_p〜d_o-1に入
射する。このため第１図に示されるように物体
の存在する方向に対応した時間差τ₂を有する素子
出力a_p〜a_o-1が得られる。ここでτ₁は物体までの
往復音波伝播時間である。

第１図に現在広く行なわれている受信ビーム
合成方式の構成を示す。ここでDL_pが受信信号a_p
を遅延させるアナログ遅延回路であり、それぞれ
D_pの信号遅延を行なう。ここで D_p（ｎ−ｐ）・τ₄ でありこの基本遅延時間τ₄を変化させることによ
り受信ビーム方向を変化させる。この遅延回路
DL_pの出力b_pは受信信号a_pが a_p＝ａ（ｔ−τ₁−Pτ₂） であるため b_p＝ａ（ｔ−τ₁−Pτ₂−D_p） ＝ａ｛ｔ−τ₁＋Ｐ（τ₄−τ₂）−nτ₄｝ となり、音波入射方向と受信方向が一致したば場
合（τ₂＝τ₄）には第１図に示すように b_p＝ａ（ｔ−τ₁−nτ₄） となり全出力が同一の波形となる。このような遅
延時間整合ののち加算器Ｓにより着目方向受信信
号Ｃを得る。この目的方位信号Ｃは Ｃ＝_o-1 〓^p=0 b_p＝na（ｔ−τ₁−nτ₄） となり大出力として得られる。以上は目的方向か
ら到着した信号についてであるが、希望しない方
向からの信号（τ₄−τ₂＝Δ）については b_p＝ａ｛ｔ−τ₁＋PΔ−nτ₄｝ であるため加算器出力Ｃは第１図に示すように
各信号が打消し合い、抑圧された出力となる。

以上の基本動作の説明から理解されるように従
来の方式の場合には遅延回路DLの遅延時間精度
が搬送波の周期（τ₃）の精度で必要となりτ₃／２
程度の精度では目的方位信号も低下してしまい通
常τ₃／４程度の遅延時間精度が必要となり構成が
非常に困難となる。

これを改良したのが第２図の構成である。受信
信号a_pと参照用信号e_sp，e_cpとの乗算を変衡変調
器により構成される乗算器M_sp，M_cpにより行な
う。この乗算器M_sp，M_cpの内部構成は同一であ
り説明の便のため別記号とする。この参照信号は
中心周波数ωの遅延した正弦波であり、どのよう
な指向性の受波を行なうか、つまり後述する収束
受波等によりチヤネル間の遅延時間の分布は種々
変化する。説明の簡単のため第１図のような斜め
方向からの平面波に対応した指向性を得る場合を
説明すると、これらの参照信号は、 e_sp＝sin｛ω（ｔ−Pτ₄）｝ ……(2) e_cp＝cos｛ω（ｔ−Pτ₄₎｝ ……(3) なる互に90゜移相した遅延信号である。すなわち
隣りあう素子チヤネル間で基本遅延時間τ₄づつ位
相差を有する。このような遅延分布をもつ各チヤ
ネルの参照信号はアナログ遅延線を用いることな
く作成できる。その構成を第３図ａに示す。第３
図ｂに示す周期τ₃（τ₃＝2π／ω）なる矩形波をシ
フトレジスタSHRのデータとし印加し、SHRの
内容をτ₄なる周期のクロツクにより移動する。こ
のような構成によりシフトレジスタのＰビツト目
からはPτ₄だけ遅延され、周期がτ₃の波形f_pが得
られる。またこのf_pをτ₃／４だけの遅延時間を有
する単安定マルチバイブレータによるデイジタル
遅延回路DD_pにより遅延させることにより第３図
ｂのようにf_pと90゜位相差をもつg_pなる信号が得ら
れる。このf_p，g_pを中心周波数ωなる共振フイル
ターE_sp，F_cpにより整形することによりe_sp，e_cp
が得られる。シフトレジスタSHRの各ビツトの
出力f₀，f₁，……についてそれぞれ同様にデイジ
タル遅延回路DD₀，DD₁，……，共振フイルター
F_s0，F_s1……及びF_c0，F_c1，……が設けられ、も
つて隣接チヤネル間でτ₄づつ位相差有する参照信
号e_s0，e_s1，……及びe_c0，e_c1，……が得られる。

乗算器M_sp，M_cpの出力h_sc，h_cpはそれぞれ h_sp＝a_p・e_sp ＝Ａ（τ）sin（ωτ）・sin｛ω（ｔ−Pτ₄）｝ ＝Ａ（τ）／２〔cos｛ω（Ｐ（τ₄−τ₂）−τ₁） ＝−cos｛ω（2t−τ₁−Ｐ（τ₂＋τ₄）｝〕 ＝Ａ（τ）／２〔cosφ_p−cos（2ωt−φ_p′）｝……
(4) および h_CP＝a_P・e_P＝Ａ（τ）sin（ωτ）・cos｛ω（ｔ−Pτ
₄）｝＝Ａ（τ）／２｛sinφ_P＋sin（2ωτ−φ_P′）｝
……(5) ここで φ_P＝ω｛Ｐ（τ₄−τ₂）−τ₁｝ φ_P′＝ω｛Ｐ（τ₄＋τ₂）＋τ₁｝ τ＝ｔ−τ₁−Pτ₂＝τ(t) である。このh_CP、h_SPにおいてA_(t)が受信波形の
包絡線成分でありsin（2ωτ）、cos（2ωτ）に比較し
て充分低い周波数成分を有する。このため2ω周
波数成分を低下させる低域濾波器L_SP、L_CPにより
A₍〓₎の周波数成分のみを分離抽出可能である。こ
のような濾波器出力i_SP(t)，i_CP(t)はそれぞれh_SP，
h_CPの右辺第１項のみとなり i_SP(t)＝Ａ（τ）／２cosφ_P ……(6) i_CP(t)＝Ａ（τ）／２sinφ_P ……(7) となる。このような波形をアナログ遅延回路
DS_P，DC_Pにより遅延させる。このDS_P，DC_Pは
互に同一の構成であり可変遅延時間（ｎ−ｐ）τ₅
を与える遅延線である。ここで、τ₅はアナログ信
号用遅延部DS_P，DC_Pの遅延時間設定値に関係し
た値であり、各チヤンネル遅延時間設定値は実施
例において簡単のために使用した無限遠からの平
面波を受信する場合には、各素子に対する遅延時
間設定値は素子番号ｐに対して（ｎ−ｐ）τ₅と与
えられる。ここで、τ₅は設定値であり、実際の動
作においては△ｐなる誤差が生ずる。このため
DS_P，DC_Pの出力j_SP、j_CPは j_SP＝Ａ（τ_P′）／２cosφ_P ……(8) j_CP＝Ａ（τ_P′）／２sinφ_P ……(9) τ_P′＝τ｛ｔ−（ｎ−ｐ）τ₅｝ ＝ｔ−τ₁＋Ｐ（τ₅−τ₂）−nτ₅ となる。このような信号j_SP、j_CPをそれぞれｎ個
についての総和を得る加算器S_S，S_Cにより加算す
る。この加算器出力k_S，k_Cはそれぞれ ks＝_o-1 〓^p=0 j_SP＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（τ_P′）cosφ_P ……(10) kc＝_o-1 〓^p=0 j_CP＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（τ_P′）sinφ_P ……(11) である。ここで目標方向から音波が入射する場合
を考えるとτ₂＝τ₄＝τ₅であるため ks＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２cos（−ωτ₁） ……(12) kc＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２sin（−ωτ₁） ……(13) なる信号となり、大きな出力となる。この信号を
２乗器T_S，T_Cにより２乗し、S_Bにより加算し、
開平器Ｒにより開平することにより出力信号Ｃを
得る。この構成より、目標方向信号に対する出力
Ｃは Ｃ＝√² _S＋² _C＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２ ……(14) となり、目標物体までの距離に無関係に（τ₁に無
関係）に最大出力が得られることになる。一方目
標以外の方向からの音波に関してはτ₄−τ₂＝Δ、
τ₅−τ₂＝Δ′とすると k_S＝１／２_o-1 〓 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋PΔ′−nτ₅｝・cos｛ω（pΔ−τ₁）
｝ k_C＝１／２_o-1 〓 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋PΔ′−nτ₅｝・sin｛ω（pΔ−τ₁）
｝ となり、（ｎ−１）ωΔが2π以上となるとk_S、k_C
は小さな値となり抑圧された出力となる。このこ
とをk_Sについて説明する。なおk_Cについても同様
である。

k_S＝１／２_o-1 〓 〓^p=0 Ａ（ｔ−τ₁＋PΔ′−nτ₅）・cos｛ω（ｐ・Δ−τ
₁）｝ であり、ここで（ｎ−１）ωΔ＞2πとすると、ｐ
の０からｎ−１までの変化に対応して、ωp・Δ
が０から2πまで変化する。このためcos｛ω（ｐ・
Δ−τ₁）｝の値がこのωp・Δの変化に対応して１
周期分変化し、これらの全てを加算した結果であ
るk_Sは正負の値が平均化され小さな値となる。こ
こで、Ａ（ｔ−τ₁＋PΔ′−nτ₅）は通常Δ＝Δ′であ
ることから、pΔ′pΔ＜nΔ2π／ωτ₃≪τ₀であり
、 反射信号の得られるｔ＝τ₁なる時刻近傍において
は、ほとんど変化しない。この（ｎ−１）ωΔ＝
2πに対応する方向が指向特性の第１零点となり
従来の方式と同一の指向特性が実現されている。

即ち、これまで述べたように、Δ、Δ′の変化
に対して、Ａ（ｔ−τ₁＋pΔ′−nτ₅）は、反射波の
中央付近では変化しない。このため、この値をＢ
とすると、 k_S１／２_o-1 〓^p=0 Bcos｛ω（pΔ−τ₁）｝ となる。このようなk_SのΔに対する変化は、良く
知られたsinx／ｘの形式となり、Δ＝2π／nωにて０ となる。このΔに対応する方向が第１零点とな
る。一方、従来方式においても、第４頁第３行の
b_Pの式を使用すると_o-1 〓^p=0 b_P＝_o-1 〓^p=0 ａ｛ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₄｝＝_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₄｝sin ｛ω（ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₄）｝_o-1 〓^p=0 Bsin｛ω（ｔ−τ₁−nτ₄）＋ωpΖΔ｝ となり、Δに対する変化は本発明によるものと同
一になる。このため、方位分解能も全く同一とな
る。

次に、遅延回路の遅延時間精度の影響を述べ
る。参照信号の処理はデジタル処理が可能であ
り、簡単に所要の遅延時間が得られ、τ₄〜τ₂＝０
と設定可能である。一方、受信信号成分を遅延さ
せる部分（第２図に示すDS_P，DC_P）は、振幅情
報を有することから構成が複雑になり、時間精度
を高めることは困難である。そこで、このDS_P，
DC_Pの遅延時間誤差が問題となる。この遅延時間
設定誤差をΔpとすると、設定遅延時間pτ₅に対す
るDS_P，DC_Pの実際の遅延時間DE_Pは、 DE_P＝（ｎ−ｐ）τ₅−Δp となる。このため式(8)、(9)に対応する遅延手段か
らの出力j_SP，j_CPは、 j_SP＝Ａ（τ_P′）／２cosφ_P j_CP＝Ａ（τ_P′）／２sinφ_P となる。ここでは、目標方向から入射する音波に
対する受信信号強度についての検討であるから、
設定遅延量τ₅は、τ₅−τ₂（＝Δ′）＝０となつてい
る。このためτ_p′＝ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅であり、こ
れらを加算した加算出力k_s、k_cは式(10)、(11)から、 k_s＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅）cosφ_p K_c＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅）sinφ_p となる。ここで、位相差φ_pは、 φ_p＝ω｛ｐ（τ₄−τ₂）−τ₁｝ であり、目標方向の物体であることから同様に τ₄−τ₂（＝Δ）＝０であり、 φ_p＝ωτ₁ となる。以上の式より k_s＝１／２cos（−ωτ₁）_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ k_s＝１／２sin（−ωτ₁）_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ である。このような遅延時間誤差Δpが存在する
場合における目的方向についての受信出力Ｃ(t)
は、 Ｃ(t)＝√_s2＋_c2 ＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ である。ここでＡ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝は、受信
開始時刻がτ₁−Δp＋nτ₅であり、これは時間長τ₀
なる矩形パルスである。このため、受信素子ｐに
対応して誤差Δpが変化するので、それぞれ受信
時刻が変動し、それらの総和である Ｃ(t)がτ₀より長くなり、第４図のようになる。す
なわち、ｎが大きくΔpが一様分布と仮定すると_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δ_p−nτ₅｝はΔ_pの最大値Δ_pnに対応
して第４図のように変化する。この図より理解さ
れるようにΔ_pn≦τ₀／２に遅延回路DC_pを構成するこ とにより最大値の低下なしに目的信号の抽出が可
能である。

一方、従来の場合には、Ａ(t)sin（ωt）の直接遅
延の加算であり、Δpの誤差により加算出力は、 _o-1 〓^p=0 Ａ(t)sin（ωΔp） となる。このため、加算出力が低下しないために
は、 ωΔp≪π が必要であり、 Δp≪π／３＝１／２τ₃ である。ここで、通常このτ₀は前出τ₃に比して大
幅に長いためDS_p，DC_pの遅延時間精度は従来方
式における遅延回路DL_pに比較して大幅に楽にな
る。

このようにして、特定の位置からの信号を得る
ことが可能となり、この信号によりブラウン管を
輝度変調し、物体形状を知るあるいは反射波形の
分析により特定位置に存在する物体の性質を知る
ことが可能となる。

以上は忠実に装置を構成する場合の動作である
が、本方式の包絡線情報に着目する特徴を利用す
ることによりさらに種々の簡略化が可能である。

第２図における片側の加算器S_sの出力k_sに着目
する。目的方向物体からの受信出力は第(12)式に示
したように k_s＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２cos（−ωτ₁） であり、これは第(14)式にcos（−ωτ₁）を乗した形
式になつている。このことはτ₁の変化（距離の変
化）に従い出力振幅が変化する（感度が変化す
る）ことに対応する。この様子を第５図に示す。
このようにωτ₆＝πなる関係にある音波伝播時間
τ₆周期とする感度の変動が生ずる。しかしこのτ₆
に相当する距離間隔Δrは伝播媒質中の音速をC_s、
音波波長を入とすると Δr＝C_sτ₆／２＝C_sπ／2ω＝C_s／4f＝λ／４ であり、水中において2MHz音波を使用すると Δr＝0.19（mm）（C_s：1500ｍ／ｓ） となり、多数の反射点より構成される有限の大き
さを有する物体の場合にはこのような微細な感度
変化は全く問題とならない。

すなわち、反射点が１点のみであり、かつ第５
図に示す｜k_s｜の零点に位置が固定している場合
（τ₁が固定）には反射信号を見失うことになる。
しかし、通常は生体あるいは水中側のように対象
物が運動しあるいは観測点が移動し、相対位置が
変動する。このため、音波伝搬時間τ₁が変化し、
反射信号が瞬間的に消滅しても、すぐに再び出現
する。特に、有限の大きさを有する物体の場合に
は、多数の反射点を有することから、たとえ物体
が固定しているとしても、どこかの反射点が必ず
観測されることになり、片側の出力のみによつて
も反射体を見失うことは全くない。

以上のことにより第２図に示した方式の変形と
して参照信号としてe_spあるいはe_cpの一方のみを
使用する受信ビーム構成法も可能であり、この場
合には第２図の構成がほぼ半分となり大幅に装置
が簡単となる。

また本方式によるとDS_pの遅延時間精度は第４
図に示したように包絡線の長さの精度である。こ
のためτ₄がτ₀比較して小さい場合には第６図に示
すようにi_sp（又はi_cpを複数の群にまとめてから遅
延させることが可能である。このようにS_a，S_b，
S_cなる加算器により加算された信号ｌａ，l_b，l_c
はそれぞれ第６図のようになり、振幅の低下は全
く表われない。このl_a，l_b，l_cをそれぞれDS_a，
DS_b，DS_cにより12τ₂、8τ₂、4τ₂遅延させること
により第７図q_a，q_b，q_cが得られこの３信号を加
算器SSにより加算することにより目的信号出力
ｕを最大振幅の低下なしに求めることが可能とな
る。以上は説明の簡単のために４信号（i_s0〜i_s3
等）を１台（l_a等）とし３群にてシステムを構成
して説明したがこの構成に限られるものではなく
Ｕの最大振幅が低下しない制限の下に任意の分割
が可能であることは明白である。このような構成
にすると第６図より明らかなように遅延回路の個
数が大幅に減少し（第６図の構成では1/4）装置
構成が楽になる。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上に示した受信音波ビーム合成方式では、受
波信号と参照信号とを乗算することにより得る低
周波数成分を遅延させることにより遅延回路の精
度に関する要求が緩和される。しかし、第２図、
第６図に示した例では遅延回路としてアナログ遅
延線を用いているため、なお要求される精度を満
足し、かつ大きな遅延を得るための遅延回路は大
型でかつ高価なものになることはまぬがれ得な
い。

さらに、第２図、第６図の説明にては省略した
が、送波時刻からの時間経過中で当初は近距離か
らの反射点からの反射音波が、また次第に遠方か
らの反射音波が受波素子に到達するのに対応して
受信信号の整相のための遅延時間分布の曲率を順
次小さくしていくことによりどのような距離を存
在する反射信号も常時位相を一致させて受信する
ことが可能である。このような受信方式を採用す
る場合に第１図、もしくは第６図のようにアナロ
グ遅延数を用いるには、個々の遅延線は多数の中
間タツプを有するものでなければならず、さらに
その中間タツプを１回の送波後の受信期間中に高
速で切替える必要が生じる。

そこで、本発明の目的は、送波時刻の後常時位
相を一致させる受波を行なう場合にも正確に容易
に遅延時間分布の順次切替が可能な受波装置を提
供するにある。

〔発明の概要〕

本発明は受信信号そのものの波形を遅延させる
のではなく、複数チヤネルの受信信号をそれぞれ
離散的に標本化して保持し、保持された複数チヤ
ネルの受信信号同志を加算することにより所望の
遅延時間分布を達成するとともに、その遅延時間
分の曲率が送波から時間経過とともに小さくなる
ように制御するようにした構成に特徴がある。

〔作用〕

〔実施例〕 第９図に本発明の実施例の構成を示す。本実施
例は第６図に示したアナログ遅延数DS_a，DS_b，
DS_c及び加算器SSよりなる部分に替えて、加算器
S_a，S_b，S_cの出力に接続されるものである。ただ
し、S_a，S_b，S_cの出力l_a，l_b，l_cについて位置合せ
するのでなく、第２図のi_sp，i_scについて位置合せ
する場合も同様な構成を取ることが可能である。

第８図を参照しながら第９図について説明す
る。

第８図に示されたように信号l_a，l_b，l_c（i_sp，i_cp
について位置合せをする構成も同様に考えられる
が省略）が得られたと仮定する。これらの信号の
同一部分（時刻はそれぞれ異なる）l_a1，l_b1，l_c1
をマルチプレクサーMX_a，_b，_cにより選択して同一
の加算器MA、に印加する。同様にl_a2，l_bz，l_c2を
MA₂に印加し順次それぞれの加算器により信号
の特定部分をMA₇まで印加する。次のl_a8，l_b8，
l_c8を再度MA₁に印加しこの操作をくり返す。こ
のような処理を行なうと加算器MA₁〜MA₇の出
力はそれぞれv₁〜v₇となり、信号の同一部分がそ
れぞれ標本化されて分離抽出されている。このよ
うな加算器出力v₁〜v₇を有限時間τ₈（l_a，l_b，l_cが
得られる時間）だけ積分器IT_1〜7により積分する。
この積分器はl_c成分がｌに出力した直後にそれぞ
れリセツト可能となつている。

このような積分器出力はそれぞれω₁〜ω₇とな
り積分の最後値はそれぞれl_a，l_b，l_cを時間合せ
した後加算した振幅とほぼ同一となる。つまり、
マルチプレクサMX_a，MX_b，MX_cにより順次標
本化されて加算器MA₁の出力に現れたl_a，l_b，l_c
の各チヤネルの信号は互いに出現時間が異なるけ
れども、積分器に順次その値が保持されながら値
が加算されていくので遅延分布が実現する。この
ような積分結果をリセツト直前に出力用マルチプ
レクサーMPXにより順次読み出すと第８図のｘ
に示すように第７図のｕとほぼ同一の波形が得ら
れ、等価的に包絡線の遅延回路が実現されたこと
になる。このようにマルチプレクサースイツチ、
加算器、積分器により構成すると時間合せが全て
デイジタルクロツクにより可能となり、装置の安
定度が大幅に向上する。ここに述べた信号選択、
積分リセツトを制御する制御信号を第９図に示す
CX、及びCYにより作成する。このうちCXによ
り作成するマルチプレクサーMX_a，_b，_cの順次選択
のタイミングを制御する制御信号にある曲率をも
つた遅延分布をもたせれば、所望位置の反射点か
らの球面波の位相合せが可能となり、さらにこの
曲率を時間経過とともに小さくしていけば、近距
離の物体から遠距離の物体まで常に位相の合つた
反射音波の受波が可能になる。一方、本実施例の
ように、参照信号との乗算により余め各受信信号
の位相処理を行なう場合には、この参照信号につ
いても上記の時間とともに変化する曲率の遅延時
間を与える必要がある。そこで、第３図の回路に
代えて第１０図に示す回路を用いる。遅延回路
DV₁，DV₂，……DV_p……は遅延時間の制御が可
能な遅延回路であり、このようなDV_pの構成は電
圧により出力パルス幅が変化可能な通常の単安定
マルチバイブレータを使用することにより容易に
実現される。さらに参照信号e_sp，e_cpが正弦波で
あることを考えるとこのような２次の曲率を有す
る参照信号が単一周波数のみについて構成する単
簡な移相器により代用されることも明らかであ
る。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、複数チヤネルの
受信信号の離散的な値を保持して遅延を実現する
のでデイジタルクロツクによる時間合せで任意の
パターンの遅延分布が容易に実現でき、時間とと
もに変化する曲率の遅延分布による近距離から遠
距離まで全てに位相合せした受信を容易に行なう
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図，は送信波形と受信器出力の時間関
係を示す説明図であり、，，は従来方式の
動作説明図、第２図は本発明の前提となる方式の
構成図、第３図は第２図の方式に用いる参照信号
発生部の構成例図、第４図は遅延回路部の誤差が
出力波形に与える影響を示す図、第５図は１種類
の参照信号により構成した場合の距離に対する感
度変化を示す図、第６図は遅延回路部を簡単化す
る構成の説明図、第７図は第６図の構成により出
力を示す図、第８図は遅延回路部を第９図により
構成するときの時間関係を示す図、第９図は本発
明の実施例の回路図、第１０図が近距離において
焦点を保有させるための付加回路を示す図であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 配列する複数の受波素子から得る複数チヤネ
   ルの受波信号に遅延を与えて加算し、もつて所定
   の方向もしくは位置からの反射波に一致させた受
   波音波ビームを合成する受波装置であつて、前記
   受波素子のそれぞれの位置で受信する前記反射波
   の波面の入射時刻に対応して互いの時間関係がそ
   れぞれ制御された所定周波数の複数の参照信号を
   発生する参照信号発生手段と、２つの入力端子を
   有し上記受波素子の受波信号と上記参照信号の対
   応するものをそれぞれ入力して前記複数チヤネル
   の受信信号の位相をそれぞれ変化させ出力する位
   相処理回路と、該位相処理回路の出力をそれぞれ
   の互いに同一位相部分の値をそれぞれ標本化して
   抽出する手段と抽出された値をそれぞれ保存して
   複数受信信号分を加算する手段と上記抽出及び加
   算の動作を繰返し遂行させる制御を行なう手段と
   を含み前記波面の入射時刻の差に対応して遅延与
   える離散的遅延手段と、該離散的遅延手段のそれ
   ぞれの出力を加算する手段とを有する受波装置に
   おいて、前記時間関係を音波送波時刻からの時間
   に対応して順次変化させ前記波面の変化に対応し
   た位相補正を行なうことを特徴とする受波装置。 ２ 前記波面の変化、曲率が時間の逆比例するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の受
   波装置。