JPH0382338A - 高調波電圧抑制装置 - Google Patents
高調波電圧抑制装置Info
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- JPH0382338A JPH0382338A JP1216855A JP21685589A JPH0382338A JP H0382338 A JPH0382338 A JP H0382338A JP 1216855 A JP1216855 A JP 1216855A JP 21685589 A JP21685589 A JP 21685589A JP H0382338 A JPH0382338 A JP H0382338A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源系統の負荷設備に並設される高調波電圧抑
制装置、特に受電点の高調波電圧を抑制するアクティブ
形の高調波電圧抑制装置に関するものである。 〔従来の技術〕 ｔＳ系統の高調波電圧を抑制する方式として第５図に示
すものが知られている。 第５図は高調波電圧抑制方式の従来例の説明のため示し
たもので、ｌは系統電源、２．７は負荷、３は同期フィ
ルタ、４はトランス、５は電圧補償コンデンサ、６は電
源インピーダンスである。 ここに、負荷２は受電点人に接線形負荷を示し、負荷７
は受電点Ｂに接続される誘導機等の線形負荷を示す。さ
らにまた、電圧補償コンデンサ５はいわゆる６０１Ｌ付
きコンデンサである。 図示の如くこの種の高調波電圧抑制方式においては、高
調波ｔｆｔを発生する負荷２の近傍に高調波に共振する
同調フィルタ３を設け、同調フィルタ３で高調波電流を
吸収させることにより、高調波電流を系統電源１に流さ
ないようにして高調波電圧の発生を抑制していた。 〔発明が解決しようとする課題〕 第５図に示した電源系統図においては、一般に負荷２が
容量の小さい高調波電流を発生する場合は同調フィルタ
３が設置されておらず、受電点Ａに大きな高調波電圧が
発生するものとなってしまうＯ したがって受電点人に大きな高調波電圧が発生すれば、
電源系統に負荷７設備と並列接続される電圧補償のため
の電圧補償コンデンサ５に大きな高調波電流が流れてし
まい、そのため、を圧補償コンデンサ５の直列リアクト
ルが過熱・焼損するという不具合があった。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
負荷設備と並設されて受電点Ｂの電圧を正常化し得るア
クティブ形高調波抑制装置を実現してなるものである。 しかして具体的には、第１に、３相ＰＷＭ変換装置の制
御回路手段に、変換行列信号発生手段。 変換電圧信号発生手段、高調波電圧信号発生手段。 補償電流信号発生手段および３相ＰＷＭ変換装置の３相
ＰＷＭコンバータのスイッチング指令発生手段を具備し
てなるものである。 第２に、３相ＰＷＭ変換装置とともに電圧補償コンデン
サ等より主構成をなし、３相ＰＷＭ変換装置の制御回路
手段に前記第１の制御回路手段と同様の構成部分を備え
、さらに電圧補償コンデンサの開閉器への開閉信号発生
手段を具備してなるものである。 〔作 用〕 つぎに、かかる解決手段およびその作用を第６図を参照
して詳細説明する。 第６図は本発明の基本技術思想の理解を容易にするため
示したものであり、ｙｓｒおよびＶ８Ｈは系統１１２１
１’の電圧ｖ８の基本波成分および高調波成分、ｉ８は
電源電流、ｊＬは負荷電流、ｉ（は補償電流を示す。 すなわち、系統電源ｌ′から流出する電源直流ｉＢはリ
アクトル６′を流れたあと、線形負荷２′に流れる負荷
電流ＩＬと抑制装置３′に流れる補償電流ｊ（とに分流
する。よって、これは次式で表すことができる。 ＩＪｌ ＝ ｌ（、＋１（・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）ここで、線
形負荷２′に印加される電圧ｖｃが補償電流Ｅｃによっ
て正弦波となり、かつ負荷電流ＩＬが系統電源１′から
供給されるためには、リアクトル６′の電圧降下Ｖ、は
次式となる必要がある。ただし、リアクトル６′のイン
ダクタンスをＬとする。 これを電源１流ｉＳについて解くと式（２つとなり、こ
れに式（１）を代入すると、式（３）が得られる。 かくの如く、補償電流１ｃとして系統電源電圧高調渡分
補償電流、すなわち式（３）の右辺項記載分を流すこと
により、負荷に印加される電圧ｖＣは正弦波となる。 つぎに、その電源電圧の高調渡分の導出法について説明
する・ ３相の各相電圧ＶＳＵ ＊ ｖｓｖ ｌ ＶＳＷを基本
波角周波数ωで回転する変換行列
制装置、特に受電点の高調波電圧を抑制するアクティブ
形の高調波電圧抑制装置に関するものである。 〔従来の技術〕 ｔＳ系統の高調波電圧を抑制する方式として第５図に示
すものが知られている。 第５図は高調波電圧抑制方式の従来例の説明のため示し
たもので、ｌは系統電源、２．７は負荷、３は同期フィ
ルタ、４はトランス、５は電圧補償コンデンサ、６は電
源インピーダンスである。 ここに、負荷２は受電点人に接線形負荷を示し、負荷７
は受電点Ｂに接続される誘導機等の線形負荷を示す。さ
らにまた、電圧補償コンデンサ５はいわゆる６０１Ｌ付
きコンデンサである。 図示の如くこの種の高調波電圧抑制方式においては、高
調波ｔｆｔを発生する負荷２の近傍に高調波に共振する
同調フィルタ３を設け、同調フィルタ３で高調波電流を
吸収させることにより、高調波電流を系統電源１に流さ
ないようにして高調波電圧の発生を抑制していた。 〔発明が解決しようとする課題〕 第５図に示した電源系統図においては、一般に負荷２が
容量の小さい高調波電流を発生する場合は同調フィルタ
３が設置されておらず、受電点Ａに大きな高調波電圧が
発生するものとなってしまうＯ したがって受電点人に大きな高調波電圧が発生すれば、
電源系統に負荷７設備と並列接続される電圧補償のため
の電圧補償コンデンサ５に大きな高調波電流が流れてし
まい、そのため、を圧補償コンデンサ５の直列リアクト
ルが過熱・焼損するという不具合があった。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
負荷設備と並設されて受電点Ｂの電圧を正常化し得るア
クティブ形高調波抑制装置を実現してなるものである。 しかして具体的には、第１に、３相ＰＷＭ変換装置の制
御回路手段に、変換行列信号発生手段。 変換電圧信号発生手段、高調波電圧信号発生手段。 補償電流信号発生手段および３相ＰＷＭ変換装置の３相
ＰＷＭコンバータのスイッチング指令発生手段を具備し
てなるものである。 第２に、３相ＰＷＭ変換装置とともに電圧補償コンデン
サ等より主構成をなし、３相ＰＷＭ変換装置の制御回路
手段に前記第１の制御回路手段と同様の構成部分を備え
、さらに電圧補償コンデンサの開閉器への開閉信号発生
手段を具備してなるものである。 〔作 用〕 つぎに、かかる解決手段およびその作用を第６図を参照
して詳細説明する。 第６図は本発明の基本技術思想の理解を容易にするため
示したものであり、ｙｓｒおよびＶ８Ｈは系統１１２１
１’の電圧ｖ８の基本波成分および高調波成分、ｉ８は
電源電流、ｊＬは負荷電流、ｉ（は補償電流を示す。 すなわち、系統電源ｌ′から流出する電源直流ｉＢはリ
アクトル６′を流れたあと、線形負荷２′に流れる負荷
電流ＩＬと抑制装置３′に流れる補償電流ｊ（とに分流
する。よって、これは次式で表すことができる。 ＩＪｌ ＝ ｌ（、＋１（・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）ここで、線
形負荷２′に印加される電圧ｖｃが補償電流Ｅｃによっ
て正弦波となり、かつ負荷電流ＩＬが系統電源１′から
供給されるためには、リアクトル６′の電圧降下Ｖ、は
次式となる必要がある。ただし、リアクトル６′のイン
ダクタンスをＬとする。 これを電源１流ｉＳについて解くと式（２つとなり、こ
れに式（１）を代入すると、式（３）が得られる。 かくの如く、補償電流１ｃとして系統電源電圧高調渡分
補償電流、すなわち式（３）の右辺項記載分を流すこと
により、負荷に印加される電圧ｖＣは正弦波となる。 つぎに、その電源電圧の高調渡分の導出法について説明
する・ ３相の各相電圧ＶＳＵ ＊ ｖｓｖ ｌ ＶＳＷを基本
波角周波数ωで回転する変換行列
〔０〕で座標変換する
と、次式が成立する。 ここで、ｖｓｐおよびｖｓｑは瞬時空間電圧ベクトルの
ｐ軸成分およびｑ軸成分を示し、それらの交流会ｖｓｐ
およびｖｓｑは電圧の歪み成分に起因するものであるか
ら、３相歪み電圧Ｖｓｇｔｒ ＊ Ｖｓｉｉｔｖ ＊
Ｖｓｕｗは次式で求められる。 なお、（０３−”は
と、次式が成立する。 ここで、ｖｓｐおよびｖｓｑは瞬時空間電圧ベクトルの
ｐ軸成分およびｑ軸成分を示し、それらの交流会ｖｓｐ
およびｖｓｑは電圧の歪み成分に起因するものであるか
ら、３相歪み電圧Ｖｓｇｔｒ ＊ Ｖｓｉｉｔｖ ＊
Ｖｓｕｗは次式で求められる。 なお、（０３−”は
〔０〕の逆変換行列である。
これより、第５図に示される如き受電魔人の電源電圧の
３相歪み電圧Ｖ８ＨＵ ｅ ｖｓｉｉｖ ＊ ＶＢｌｎ
ｌと、トランス４の漏れインダクタンスＬから式（３）
により３＊、＊、＊ 相補償電流指令値１ｃｔｒ ｔ ｔｃｖ ＋ ｔｃｗを
つぎのように求めることができる。 よって、式（８）で示された補償電流指令値と等しい電
流を各相に流すことにより、第５図に示される受電点Ｂ
の電源電圧を正弦波にすることができる。 さらに、いまトランス４の漏れインダクタンスＬが不明
な場合や受電魔人が受電点Ｂに対して距離が離れている
場合、受電点Ｂの電源電圧の３相歪ミＷ圧Ｖ８ＨＵ ＊
Ｖ８ＨＶ ＋ ＶＩＩＨＷ ’ｅ導出Ｌし、ツキノ式
（９）に基づいて３相補償電流値ｉＣＵ ＋ ’ＣＶ
ｒ ＩＣＷを導出することにより、同様の高調波電
圧抑制を行うことができる。 さらにまた、式（８）で示される如くに補償電流指令値
は補償リアクトル６′のインダクタンスＬに反比例し、
ここで、３相ＰＷＭ変換装置の容量を小さくするために
は、インダクタンスＬを大きくする必要がある。しかし
ながら、そのインダクタンスＬを大きくすると負荷の遅
れ電流により受電点Ｂの基本波電圧が下がる。 よって、負荷の遅れ電流により受電点Ｂの電圧が下がっ
た場合に、電圧補償コンデンサを受電点Ｂに投下するこ
とによって電流の力率を改善し、受電点Ｂの電圧を正常
にすることができる。 〔実 施 例〕 第１図および第２図は本発明の一実施例の要部構成およ
びその制御回路を示すもので、８は３相ＰＷＭ変換装置
である。図中、第５図と同符号の部分は同じ機能を有す
る部分を示す。 すなわち、受電点Ｂに３相ＰＷＭ変換装置８が接続され
てなり、かかる３相ＰＷＭ変換装置８は図示の如く、ス
イッチング素子およびダイオードにより３相ブリ、ジ回
路をなす３相ＰＷＭコンパ−タ、３相ＰＷＭコンバータ
の直流側の端子間に直流コンデンサおよび交流側に直列
に交流リアクトルを備えて構成されている。 また、その３相ＰＷＭ変換装置８の制御回路は、第２図
に示した制御プロ、り図の如く、変換行列発生回路８１
．変換電圧発生回路８２ 、バイパスフィルタ８３．高
調波電圧発生回路劇、比例積分回路８５および電流制御
回路％を主たる構成部分をなす。 さて第２図において、変換行列発生回路８１は系統電源
電圧の基本波角周波数の関数発生器であり、式（５）で
表される変換行列
３相歪み電圧Ｖ８ＨＵ ｅ ｖｓｉｉｖ ＊ ＶＢｌｎ
ｌと、トランス４の漏れインダクタンスＬから式（３）
により３＊、＊、＊ 相補償電流指令値１ｃｔｒ ｔ ｔｃｖ ＋ ｔｃｗを
つぎのように求めることができる。 よって、式（８）で示された補償電流指令値と等しい電
流を各相に流すことにより、第５図に示される受電点Ｂ
の電源電圧を正弦波にすることができる。 さらに、いまトランス４の漏れインダクタンスＬが不明
な場合や受電魔人が受電点Ｂに対して距離が離れている
場合、受電点Ｂの電源電圧の３相歪ミＷ圧Ｖ８ＨＵ ＊
Ｖ８ＨＶ ＋ ＶＩＩＨＷ ’ｅ導出Ｌし、ツキノ式
（９）に基づいて３相補償電流値ｉＣＵ ＋ ’ＣＶ
ｒ ＩＣＷを導出することにより、同様の高調波電
圧抑制を行うことができる。 さらにまた、式（８）で示される如くに補償電流指令値
は補償リアクトル６′のインダクタンスＬに反比例し、
ここで、３相ＰＷＭ変換装置の容量を小さくするために
は、インダクタンスＬを大きくする必要がある。しかし
ながら、そのインダクタンスＬを大きくすると負荷の遅
れ電流により受電点Ｂの基本波電圧が下がる。 よって、負荷の遅れ電流により受電点Ｂの電圧が下がっ
た場合に、電圧補償コンデンサを受電点Ｂに投下するこ
とによって電流の力率を改善し、受電点Ｂの電圧を正常
にすることができる。 〔実 施 例〕 第１図および第２図は本発明の一実施例の要部構成およ
びその制御回路を示すもので、８は３相ＰＷＭ変換装置
である。図中、第５図と同符号の部分は同じ機能を有す
る部分を示す。 すなわち、受電点Ｂに３相ＰＷＭ変換装置８が接続され
てなり、かかる３相ＰＷＭ変換装置８は図示の如く、ス
イッチング素子およびダイオードにより３相ブリ、ジ回
路をなす３相ＰＷＭコンパ−タ、３相ＰＷＭコンバータ
の直流側の端子間に直流コンデンサおよび交流側に直列
に交流リアクトルを備えて構成されている。 また、その３相ＰＷＭ変換装置８の制御回路は、第２図
に示した制御プロ、り図の如く、変換行列発生回路８１
．変換電圧発生回路８２ 、バイパスフィルタ８３．高
調波電圧発生回路劇、比例積分回路８５および電流制御
回路％を主たる構成部分をなす。 さて第２図において、変換行列発生回路８１は系統電源
電圧の基本波角周波数の関数発生器であり、式（５）で
表される変換行列
〔０〕および式（７）で表される逆変
換行列（０） を変換行列信号として出力する。 変換電圧発生回路８２は受電点Ｂの電圧Ｖ８Ｕ ＋ Ｖ
ＢＶ ＋ＶＳＷと変換行列
換行列（０） を変換行列信号として出力する。 変換電圧発生回路８２は受電点Ｂの電圧Ｖ８Ｕ ＋ Ｖ
ＢＶ ＋ＶＳＷと変換行列
〔０〕信号を入力し、式（４
）に基づいて変換電圧Ｖｓｐ、 Ｖ、ｑ信号を出力する
。 バイパスフィルタ８３は変換電圧Ｖｓｐ、 Ｖｓｑ信号
を入力し、変換電圧交流外ｖｓｐ、ｖｓｑ信号を出力す
る。 高調波電圧発生回路況は変換電圧交流外ｖ３．。 ｖ３ｑ信号と逆変換行列Ｃｏ） 信号を入力し、式（
６）に基づいて高調波電圧ｖ８ＨＵ・ｖｓｕｖ ｊ Ｖ
８１ｎＦ信号を出力する。 比例積分回路８５は高調波電圧ｖｓ■υ＋ ｖｓｔｔｖ
ｌ Ｖ８ＨＷ信号を入力し、式（９）に基づき３相補
償電流指令値＊、＊、＊ ムＣＯＩＩｃＶ ｅｌｃＷ を出力するＯ＊、＊ 電流制御回路８６は３相補償電流指令値ｉｃｖ ＋
ｔｃｖ ｓ、 ＊ 皇。１ と、３相ＰＷＭコンバータに流入する３相補償
電流検出値ｉＣＵ ＊ ｉＣｖ＋ ｔｃｗを入力し、補
償電流検出値が補償電流指令値に追従する如くスイ、チ
ング指令ｖＧを信号出力し、３相ＰＷＭコンバータを構
成するスイッチング素子のオン・オフを制御する。 よって、本実施例においては補償電流を制御することに
より、受電点Ｂの高調波域圧を抑制することができる。 第３図および第４図は本発明の他の実施例の要部構成お
よびその制御回路を示すもので、９は補償リアクトル、
１０は開閉器、１０１はコンデンサ制御回路である。図
中、第５図、第１図および第２図と同符号のものは同じ
機能を有する部分を示す。 すなわち、第３図においては、補償リアクトル９は負荷
設備、！圧補償コンデンサおよび３相ＰＷＭ変換装置の
電源側に直列に挿入されてなり、そのインダクタンス値
は式（８）のＬに相当するものである。また、電圧補償
コンデンサ５は通常６０多り付きコンデンサで構成され
、これは開閉器１０により受電点Ｂへの投入または切り
離しが行われる。 さらに第４図においては、特に変換電圧発生回路８２ハ
受１点０（Ｆ）を圧Ｖｓｔｙ ＋ Ｖｓｖ ＋ Ｖｓｖ
信号ト変換行列
）に基づいて変換電圧Ｖｓｐ、 Ｖ、ｑ信号を出力する
。 バイパスフィルタ８３は変換電圧Ｖｓｐ、 Ｖｓｑ信号
を入力し、変換電圧交流外ｖｓｐ、ｖｓｑ信号を出力す
る。 高調波電圧発生回路況は変換電圧交流外ｖ３．。 ｖ３ｑ信号と逆変換行列Ｃｏ） 信号を入力し、式（
６）に基づいて高調波電圧ｖ８ＨＵ・ｖｓｕｖ ｊ Ｖ
８１ｎＦ信号を出力する。 比例積分回路８５は高調波電圧ｖｓ■υ＋ ｖｓｔｔｖ
ｌ Ｖ８ＨＷ信号を入力し、式（９）に基づき３相補
償電流指令値＊、＊、＊ ムＣＯＩＩｃＶ ｅｌｃＷ を出力するＯ＊、＊ 電流制御回路８６は３相補償電流指令値ｉｃｖ ＋
ｔｃｖ ｓ、 ＊ 皇。１ と、３相ＰＷＭコンバータに流入する３相補償
電流検出値ｉＣＵ ＊ ｉＣｖ＋ ｔｃｗを入力し、補
償電流検出値が補償電流指令値に追従する如くスイ、チ
ング指令ｖＧを信号出力し、３相ＰＷＭコンバータを構
成するスイッチング素子のオン・オフを制御する。 よって、本実施例においては補償電流を制御することに
より、受電点Ｂの高調波域圧を抑制することができる。 第３図および第４図は本発明の他の実施例の要部構成お
よびその制御回路を示すもので、９は補償リアクトル、
１０は開閉器、１０１はコンデンサ制御回路である。図
中、第５図、第１図および第２図と同符号のものは同じ
機能を有する部分を示す。 すなわち、第３図においては、補償リアクトル９は負荷
設備、！圧補償コンデンサおよび３相ＰＷＭ変換装置の
電源側に直列に挿入されてなり、そのインダクタンス値
は式（８）のＬに相当するものである。また、電圧補償
コンデンサ５は通常６０多り付きコンデンサで構成され
、これは開閉器１０により受電点Ｂへの投入または切り
離しが行われる。 さらに第４図においては、特に変換電圧発生回路８２ハ
受１点０（Ｆ）を圧Ｖｓｔｙ ＋ Ｖｓｖ ＋ Ｖｓｖ
信号ト変換行列
〔０〕を入力するものであり、この点
において一方の入力を第２図に示した受電点Ｂの電圧信
号を得るものと相違する。また、比例積分回路８５＊、
＊ は式（櫛に基づき３相補償電流指令値ｔｃＵ＃１ｃＶ＊ ｉｃＷ を得るものである。 よって、第４図に示した制御回路もまた、第２図制御回
路と同様に格別なスイッチング指令ｖＧを信号出力でき
る。 さらにまた、コンデンサ制御回路８７は受電点Ｂの電圧
ｖｓｔｒ ＃ ＶＢＶ ＋ ＶＢ”Ｗを入力し、その電
圧がある一定値以下であれば、開閉器ｖＧ′を発生して
電圧補償コンデンサ５を受電点Ｂに接続し、あるいはあ
る一定値以上であれば電圧補償コンデンサ５を受電点Ｂ
から切り離す。 これより、かかる他の実施例においては補償電流を制御
することにより高調波域圧を抑制することができ、さら
に基本波電圧を正常な値にすることができる。 なお、本説明では基本波電圧の制御に電圧補償コンデン
サを用いたものとしたが、３相ＰＷＭ変換装置により進
相または遅相の電流を流すことにより、よりきめ細かな
電圧制御が可能であることは勿論である。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、格別な技術思想に
基づき系統の高調波電圧を検出してこれを打ち消すよう
に補償電流を流すことにより、受電点の電圧を正弦波状
となし、さらにはその基本波電圧を正常な値に保有し得
る実用上極めて有用な装置を提供できる。
において一方の入力を第２図に示した受電点Ｂの電圧信
号を得るものと相違する。また、比例積分回路８５＊、
＊ は式（櫛に基づき３相補償電流指令値ｔｃＵ＃１ｃＶ＊ ｉｃＷ を得るものである。 よって、第４図に示した制御回路もまた、第２図制御回
路と同様に格別なスイッチング指令ｖＧを信号出力でき
る。 さらにまた、コンデンサ制御回路８７は受電点Ｂの電圧
ｖｓｔｒ ＃ ＶＢＶ ＋ ＶＢ”Ｗを入力し、その電
圧がある一定値以下であれば、開閉器ｖＧ′を発生して
電圧補償コンデンサ５を受電点Ｂに接続し、あるいはあ
る一定値以上であれば電圧補償コンデンサ５を受電点Ｂ
から切り離す。 これより、かかる他の実施例においては補償電流を制御
することにより高調波域圧を抑制することができ、さら
に基本波電圧を正常な値にすることができる。 なお、本説明では基本波電圧の制御に電圧補償コンデン
サを用いたものとしたが、３相ＰＷＭ変換装置により進
相または遅相の電流を流すことにより、よりきめ細かな
電圧制御が可能であることは勿論である。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、格別な技術思想に
基づき系統の高調波電圧を検出してこれを打ち消すよう
に補償電流を流すことにより、受電点の電圧を正弦波状
となし、さらにはその基本波電圧を正常な値に保有し得
る実用上極めて有用な装置を提供できる。
第１図および第２図は本発明の一実施例の要部構成を示
す系統図およびその制御回路を示すプロ、り図、第３図
および第４図は本発明の他の実施例の要部構成を示す系
統図およびその制御回路を示すプロ、り図、第５図は高
調波電圧抑制方式の従来例を示す説明図、第６図は本発
明の基本技術思想の理解を容易にするため示した概念図
である。 １．１′・・・・・・系統電源、２ 、２’ 、 ７・
・・・・・負荷、４・・・・・・トランス、５・・・・
・・電圧補償コンデンサ、８・・・・・・３相ＰＷＭ変
換装置、９・・・・・・補償リアクトル、１０・・・・
・・開閉器。
す系統図およびその制御回路を示すプロ、り図、第３図
および第４図は本発明の他の実施例の要部構成を示す系
統図およびその制御回路を示すプロ、り図、第５図は高
調波電圧抑制方式の従来例を示す説明図、第６図は本発
明の基本技術思想の理解を容易にするため示した概念図
である。 １．１′・・・・・・系統電源、２ 、２’ 、 ７・
・・・・・負荷、４・・・・・・トランス、５・・・・
・・電圧補償コンデンサ、８・・・・・・３相ＰＷＭ変
換装置、９・・・・・・補償リアクトル、１０・・・・
・・開閉器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源系統に負荷設備と並列に接続される高調波電圧
抑制装置であって、３相ＰＷＭコンバータと、該３相Ｐ
ＷＭコンバータの直流端子間に接続される直流コンデン
サと、前記３相ＰＷＭコンバータの交流側各相に直列に
挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭコンバー
タを制御する制御装置とで主構成をなすとともに、該制
御装置に、電源周波数と同期して回転する変換行列信号
を出力する手段と、受電点電圧と前記変換行列信号とを
入力し変換電圧信号を出力する手段と、該変換電圧信号
の直流分を除去し変換電圧交流分信号を出力する手段と
、該変換電圧交流分信号と変換行列信号とを入力し高調
波電圧信号を出力する手段と、該高調波電圧信号を入力
し補償電流指令信号を出力する手段と、該補償電流指令
信号と補償電流検出信号とを入力し前記３相ＰＷＭコン
バータを構成するスイッチング素子にスイッチング指令
を出力する手段とを備えたことを特徴とする高調波電圧
抑制装置。 ２ 電源系統に直列に挿入される補償リアクトルと、該
補償リアクトルの反電源側に、負荷設備に並列に接続さ
れる電圧補償コンデンサと該電圧補償コンデンサを開閉
する開閉器と３相ＰＷＭ変換装置とを備えるものであっ
て、前記３相ＰＷＭ変換装置を、３相ＰＷＭコンバータ
と、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相に直列に挿
入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭコンバータ
の直流端子間に接続された直流コンデンサと、前記３相
ＰＷＭコンバータおよび開閉器を制御する制御装置より
構成するとともに、該制御装置に、電源周波数と同期し
て回転する変換行列信号を出力する手段と、前記補償リ
アクトルの電源側電圧と変換行列信号とを入力し変換電
圧信号を出力する手段と、該変換電圧信号の直流分を除
去し変換電圧交流分信号を出力する手段と、前記変換電
圧交流分信号と変換行列信号とを入力し高調波電圧信号
を出力する手段と、該高調波電圧信号を入力し補償電流
指令信号を出力する手段と、該補償電流指令信号と補償
電流検出信号とを入力し前記３相ＰＷＭコンバータを構
成するスイッチング素子にスイッチング指令を出力する
手段と、負荷設備受電点電圧を入力し負荷設備受電点電
圧の高低により前記開閉器を開閉する信号を出力する手
段とを備えた事を特徴とする高調波電圧抑制列置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216855A JPH0382338A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 高調波電圧抑制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216855A JPH0382338A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 高調波電圧抑制装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0382338A true JPH0382338A (ja) | 1991-04-08 |
Family
ID=16694964
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1216855A Pending JPH0382338A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 高調波電圧抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0382338A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0570146U (ja) * | 1992-02-27 | 1993-09-21 | 株式会社明電舎 | フィルタ装置 |
| JPH05284651A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | アクティブフィルタの接続方法 |
| CN113437860A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-09-24 | 湖州学院 | 一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法 |
-
1989
- 1989-08-23 JP JP1216855A patent/JPH0382338A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0570146U (ja) * | 1992-02-27 | 1993-09-21 | 株式会社明電舎 | フィルタ装置 |
| JPH05284651A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | アクティブフィルタの接続方法 |
| CN113437860A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-09-24 | 湖州学院 | 一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法 |
| CN113437860B (zh) * | 2021-08-05 | 2022-07-08 | 湖州学院 | 一种改进型特定谐波消除法的矩阵变换器双闭环控制方法 |
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