JPH0818345A - クォドラチャ復調回路 - Google Patents
クォドラチャ復調回路Info
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- JPH0818345A JPH0818345A JP15224294A JP15224294A JPH0818345A JP H0818345 A JPH0818345 A JP H0818345A JP 15224294 A JP15224294 A JP 15224294A JP 15224294 A JP15224294 A JP 15224294A JP H0818345 A JPH0818345 A JP H0818345A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 常に最適で安定な復調特性が得られるクォド
ラチャ復調回路を提供する。 【構成】 入力のＦＭ変調波信号を移相回路２で移相
し、その出力と入力のＦＭ変調波信号を位相比較回路３
で比較する。更にローパスフィルタ４により平滑化して
復調信号を形成する。ローパスフィルタ７はローパスフ
ィルタ４の出力を平滑化して平均復調信号を出力する。
今、入力のＦＭ変調波が中心周波数ｆ0 の時に移相回路
２の移相量が９０°となる時の平均復調信号レベルをＲ
efとする。増幅回路８は所定値Ｒefと平均復調信号とを
比較し、その差がゼロとなるように移相回路２を調整す
る。（Ｂ）図の位相比較回路３は両信号間の位相差が９
０°の時に所定レベルを基準として正負対称となるよう
な互いに逆特性の第１及び第２の位相差検出信号を形成
するので、これらを平均回路６で平均化して、増幅回路
８の基準レベルＲefとして使用する。
ラチャ復調回路を提供する。 【構成】 入力のＦＭ変調波信号を移相回路２で移相
し、その出力と入力のＦＭ変調波信号を位相比較回路３
で比較する。更にローパスフィルタ４により平滑化して
復調信号を形成する。ローパスフィルタ７はローパスフ
ィルタ４の出力を平滑化して平均復調信号を出力する。
今、入力のＦＭ変調波が中心周波数ｆ0 の時に移相回路
２の移相量が９０°となる時の平均復調信号レベルをＲ
efとする。増幅回路８は所定値Ｒefと平均復調信号とを
比較し、その差がゼロとなるように移相回路２を調整す
る。（Ｂ）図の位相比較回路３は両信号間の位相差が９
０°の時に所定レベルを基準として正負対称となるよう
な互いに逆特性の第１及び第２の位相差検出信号を形成
するので、これらを平均回路６で平均化して、増幅回路
８の基準レベルＲefとして使用する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はクォドラチャ復調回路に
関し、更に詳しくはＦＭ変調波信号を変調周波数に応じ
た信号に復調するクォドラチャ復調回路に関する。クォ
ドラチャ復調回路はＦＭ受信機等に用いられる。
関し、更に詳しくはＦＭ変調波信号を変調周波数に応じ
た信号に復調するクォドラチャ復調回路に関する。クォ
ドラチャ復調回路はＦＭ受信機等に用いられる。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のクォドラチャ復調回路を説
明する図である。図４の（Ａ）において、１２はＬＣに
よる移相回路、１３は乗算回路（位相比較回路）、１４
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。移相回路１２の
移相量は入力のＦＭ変調波が所定の中心周波数ｆ0 の
時にその出力信号との位相差がπ／２（９０°）とな
るように予め調整（同調）されている。以下、復調動作
を説明する。
明する図である。図４の（Ａ）において、１２はＬＣに
よる移相回路、１３は乗算回路（位相比較回路）、１４
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。移相回路１２の
移相量は入力のＦＭ変調波が所定の中心周波数ｆ0 の
時にその出力信号との位相差がπ／２（９０°）とな
るように予め調整（同調）されている。以下、復調動作
を説明する。
【０００３】図４の（Ｂ）はＦＭ変調波の周波数がｆ
0 の 場合を示している。移相回路１２は入力のＦＭ変
調波を移相し、この場合の入出力信号，間の位相
差φはφ＝π／２となる。乗算回路１３は信号，を
乗算（比較）し、φ＝π／２の場合は所定レベルを基準
として正負対称となるような位相差検出信号を形成す
る。ローパスフィルタ１４は位相差検出信号を平滑化
して復調信号を形成する。そして、この場合の復調電
圧は所定レベル（この例では直流バイアス電圧ＶB ）と
略一致する。
0 の 場合を示している。移相回路１２は入力のＦＭ変
調波を移相し、この場合の入出力信号，間の位相
差φはφ＝π／２となる。乗算回路１３は信号，を
乗算（比較）し、φ＝π／２の場合は所定レベルを基準
として正負対称となるような位相差検出信号を形成す
る。ローパスフィルタ１４は位相差検出信号を平滑化
して復調信号を形成する。そして、この場合の復調電
圧は所定レベル（この例では直流バイアス電圧ＶB ）と
略一致する。
【０００４】図４の（Ｃ）はＦＭ変調波の周波数がｆ
0 より高い場合を示しており、この場合の入出力信号
，間の位相差φはφ＜π／２となる。このため乗算
結果の位相差検出信号は正の成分が多くなり、その復
調信号は所定レベルよりも高くなる。図４の（Ｄ）は
ＦＭ変調波の周波数がｆ0 より低い場合を示してお
り、この場合の入出力信号，間の位相差φはφ＞π
／２となる。このため乗算結果の位相差検出信号は負
の成分が多くなり、その復調信号は所定レベルよりも
低くなる。
0 より高い場合を示しており、この場合の入出力信号
，間の位相差φはφ＜π／２となる。このため乗算
結果の位相差検出信号は正の成分が多くなり、その復
調信号は所定レベルよりも高くなる。図４の（Ｄ）は
ＦＭ変調波の周波数がｆ0 より低い場合を示してお
り、この場合の入出力信号，間の位相差φはφ＞π
／２となる。このため乗算結果の位相差検出信号は負
の成分が多くなり、その復調信号は所定レベルよりも
低くなる。
【０００５】こうして、ＦＭ変調波の周波数がｆ0 の
時の復調電圧を所定レベルとなし、ｆ0 からの周波数偏
移に比例した復調電圧が得られる。図５は従来技術の
問題点を説明する図である。図５の（Ａ）は従来のクォ
ドラチャ復調回路の復調特性（入力周波数Ｆ対復調電圧
Ｖ）を示しており、ＦＭ変調波の中心周波数ｆ0 と移相
回路１２の同調周波数とが一致している場合（即ち、ｆ
0 の時φ＝π／２の場合）の復調特性Ａを示している。
時の復調電圧を所定レベルとなし、ｆ0 からの周波数偏
移に比例した復調電圧が得られる。図５は従来技術の
問題点を説明する図である。図５の（Ａ）は従来のクォ
ドラチャ復調回路の復調特性（入力周波数Ｆ対復調電圧
Ｖ）を示しており、ＦＭ変調波の中心周波数ｆ0 と移相
回路１２の同調周波数とが一致している場合（即ち、ｆ
0 の時φ＝π／２の場合）の復調特性Ａを示している。
【０００６】復調特性ＡはＦＭ変調波がｆ0 の所で傾き
が最大、かつ直線性が最良となっており、この点の復調
電圧Ｖは所定レベルである。ＦＭ変調波の周波数ｆがｆ
0 を中心にして変化すると、これに応じて復調信号ｖは
所定レベルを中心にして変化し、この時の復調レベル及
び復調歪率は共に最適の状態にある。
が最大、かつ直線性が最良となっており、この点の復調
電圧Ｖは所定レベルである。ＦＭ変調波の周波数ｆがｆ
0 を中心にして変化すると、これに応じて復調信号ｖは
所定レベルを中心にして変化し、この時の復調レベル及
び復調歪率は共に最適の状態にある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、周囲温度等の
変動により移相回路１２の同調周波数とＦＭ変調波の中
心周波数ｆ0 とがずれる場合がある。実際上はｆ0 がず
れる場合も、同調周波数がずれる場合もある。図５の
（Ｂ）は同調周波数がｆ0 よりも低い方にずれた場合の
復調特性Ｂを示しており、図５の（Ｃ）は同調周波数が
ｆ0 よりも高い方にずれた場合の復調特性Ｃを示してい
る。いずれの場合もＦＭ変調波がｆ0 の時にφ＝π／２
の関係とはならず、その結果復調レベルが上／下にずれ
る。また復調信号も上／下に歪み、復調歪率は劣化して
しまう。
変動により移相回路１２の同調周波数とＦＭ変調波の中
心周波数ｆ0 とがずれる場合がある。実際上はｆ0 がず
れる場合も、同調周波数がずれる場合もある。図５の
（Ｂ）は同調周波数がｆ0 よりも低い方にずれた場合の
復調特性Ｂを示しており、図５の（Ｃ）は同調周波数が
ｆ0 よりも高い方にずれた場合の復調特性Ｃを示してい
る。いずれの場合もＦＭ変調波がｆ0 の時にφ＝π／２
の関係とはならず、その結果復調レベルが上／下にずれ
る。また復調信号も上／下に歪み、復調歪率は劣化して
しまう。
【０００８】従来は、可変インダクタＬ又は可変コンデ
ンサＣ2 を用いて手作業により同調周波数の調整を行っ
ていた。このため、調整作業に大変手間がかかるという
問題があった。本発明の目的は、常に最適で安定な復調
特性が得られるクォドラチャ復調回路を提供することに
ある。
ンサＣ2 を用いて手作業により同調周波数の調整を行っ
ていた。このため、調整作業に大変手間がかかるという
問題があった。本発明の目的は、常に最適で安定な復調
特性が得られるクォドラチャ復調回路を提供することに
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
クォドラチャ復調回路は、入力のＦＭ変調波信号を移相
する移相回路２であって、移相制御信号により移相量を
可変なものと、入力のＦＭ変調波信号と移相回路２の出
力とを比較し、両信号間の位相差が９０°又はその奇数
倍の時に所定レベルを基準として正負対称となるような
位相差検出信号を形成する位相比較回路３と、位相比較
回路３の出力を平滑化して復調信号を形成する第１のロ
ーパスフィルタ４と、位相比較回路３又は第１のローパ
スフィルタ４の出力を平滑化する第２のローパスフィル
タ７であって、第１のローパスフィルタ４よりも時定数
が長いものと、第２のローパスフィルタ７の出力と所定
値とを比較し、その差をゼロとするような方向の前記移
相制御信号を形成する増幅回路８とを備える。
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
クォドラチャ復調回路は、入力のＦＭ変調波信号を移相
する移相回路２であって、移相制御信号により移相量を
可変なものと、入力のＦＭ変調波信号と移相回路２の出
力とを比較し、両信号間の位相差が９０°又はその奇数
倍の時に所定レベルを基準として正負対称となるような
位相差検出信号を形成する位相比較回路３と、位相比較
回路３の出力を平滑化して復調信号を形成する第１のロ
ーパスフィルタ４と、位相比較回路３又は第１のローパ
スフィルタ４の出力を平滑化する第２のローパスフィル
タ７であって、第１のローパスフィルタ４よりも時定数
が長いものと、第２のローパスフィルタ７の出力と所定
値とを比較し、その差をゼロとするような方向の前記移
相制御信号を形成する増幅回路８とを備える。
【００１０】また上記の課題は図１の（Ｂ）の構成によ
り解決される。即ち、本発明（２）のクォドラチャ復調
回路は、入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回路２で
あって、移相制御信号により移相量を可変なものと、入
力のＦＭ変調波信号と移相回路２の出力とを比較し、両
信号間の位相差が９０°又はその奇数倍の時に所定レベ
ルを基準として正負対称となるような互いに逆特性の第
１及び第２の位相差検出信号を形成する位相比較回路３
と、第１の位相差検出信号を平滑化して復調信号を形成
する第１のローパスフィルタ４と、第１のローパスフィ
ルタ４の出力を平滑化する第２のローパスフィルタ７
と、第２の位相差検出信号を平滑化する第３のローパス
フィルタ５であって、第１のローパスフィルタ４と同一
のフィルタ特性を有するものと、第１及び第３のローパ
スフィルタ４，５の各出力の加算平均を求める平均回路
６と、第２のローパスフィルタ７の出力と平均回路６の
出力とを比較し、その差をゼロとするような方向の前記
移相制御信号を形成する増幅回路８とを備える。
り解決される。即ち、本発明（２）のクォドラチャ復調
回路は、入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回路２で
あって、移相制御信号により移相量を可変なものと、入
力のＦＭ変調波信号と移相回路２の出力とを比較し、両
信号間の位相差が９０°又はその奇数倍の時に所定レベ
ルを基準として正負対称となるような互いに逆特性の第
１及び第２の位相差検出信号を形成する位相比較回路３
と、第１の位相差検出信号を平滑化して復調信号を形成
する第１のローパスフィルタ４と、第１のローパスフィ
ルタ４の出力を平滑化する第２のローパスフィルタ７
と、第２の位相差検出信号を平滑化する第３のローパス
フィルタ５であって、第１のローパスフィルタ４と同一
のフィルタ特性を有するものと、第１及び第３のローパ
スフィルタ４，５の各出力の加算平均を求める平均回路
６と、第２のローパスフィルタ７の出力と平均回路６の
出力とを比較し、その差をゼロとするような方向の前記
移相制御信号を形成する増幅回路８とを備える。
【００１１】
【作用】図１の（Ａ）の本発明（１）のクォドラチャ復
調回路において、移相回路２は入力のＦＭ変調波信号を
移相すると共に、その移相量は移相制御信号により可変
となっている。位相比較回路３は入力のＦＭ変調波信号
と移相回路２の出力とを比較し、両信号間の位相差が９
０°又はその奇数倍の時に所定レベルを基準として正負
対称となるような位相差検出信号を形成する。そして、
第１のローパスフィルタ４は位相比較回路３の出力を平
滑化してＦＭ変調信号の復調信号を形成する。
調回路において、移相回路２は入力のＦＭ変調波信号を
移相すると共に、その移相量は移相制御信号により可変
となっている。位相比較回路３は入力のＦＭ変調波信号
と移相回路２の出力とを比較し、両信号間の位相差が９
０°又はその奇数倍の時に所定レベルを基準として正負
対称となるような位相差検出信号を形成する。そして、
第１のローパスフィルタ４は位相比較回路３の出力を平
滑化してＦＭ変調信号の復調信号を形成する。
【００１２】一方、第２のローパスフィルタ７は、第１
のローパスフィルタ４よりも長い時定数を有しており、
これによって位相比較回路３又は第１のローパスフィル
タ４の出力を平滑化する。従って、第２のローパスフィ
ルタ７の出力には復調信号の所定区間における平均値が
得られる。ここで、入力のＦＭ変調波の周波数ｆがその
中心周波数ｆ0 を中心にして統計的に対称に変化すると
すると、その復調信号も所定レベルを中心にして統計的
に対称に変化する。従って、第２のローパスフィルタ７
の時定数を十分に長くしておけば、その出力の復調信号
の平均値は常に入力のＦＭ変調波がｆ0 にある時の復調
レベル（所定レベル）と略等しい。
のローパスフィルタ４よりも長い時定数を有しており、
これによって位相比較回路３又は第１のローパスフィル
タ４の出力を平滑化する。従って、第２のローパスフィ
ルタ７の出力には復調信号の所定区間における平均値が
得られる。ここで、入力のＦＭ変調波の周波数ｆがその
中心周波数ｆ0 を中心にして統計的に対称に変化すると
すると、その復調信号も所定レベルを中心にして統計的
に対称に変化する。従って、第２のローパスフィルタ７
の時定数を十分に長くしておけば、その出力の復調信号
の平均値は常に入力のＦＭ変調波がｆ0 にある時の復調
レベル（所定レベル）と略等しい。
【００１３】そこで、この場合は入力のＦＭ変調波がｆ
0 の時の復調レベルと等しくなるような所定値Ｒefを予
め設定しておき、増幅回路８は第２のローパスフィルタ
７の出力と所定値Ｒefとを比較することにより、その差
をゼロとするような方向の前記移相制御信号を形成す
る。従って、本発明（１）によれば、入力のＦＭ変調波
のｆ0 と移相回路２の同調周波数との間にずれが無い
時、即ち、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相回路
２の移相量φが９０°又はその奇数倍である時は、第２
のローパスフィルタ７の出力は所定値Ｒefと略一致し、
従って増幅回路８の移相制御信号は０（所定値）であ
る。
0 の時の復調レベルと等しくなるような所定値Ｒefを予
め設定しておき、増幅回路８は第２のローパスフィルタ
７の出力と所定値Ｒefとを比較することにより、その差
をゼロとするような方向の前記移相制御信号を形成す
る。従って、本発明（１）によれば、入力のＦＭ変調波
のｆ0 と移相回路２の同調周波数との間にずれが無い
時、即ち、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相回路
２の移相量φが９０°又はその奇数倍である時は、第２
のローパスフィルタ７の出力は所定値Ｒefと略一致し、
従って増幅回路８の移相制御信号は０（所定値）であ
る。
【００１４】しかし、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時
の移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍よりずれ
ると、これに応じて第２のローパスフィルタ７の出力は
所定値Ｒefから外れる。その結果、増幅回路８はその差
をゼロとするような方向の移相制御信号を形成し、これ
により移相回路２の移相量は、入力のＦＭ変調波がｆ 0
である時の移相量が９０°又はその奇数倍となるように
変化する。かくして、本発明（１）によれば常に最適で
安定な復調特性が得られる。
の移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍よりずれ
ると、これに応じて第２のローパスフィルタ７の出力は
所定値Ｒefから外れる。その結果、増幅回路８はその差
をゼロとするような方向の移相制御信号を形成し、これ
により移相回路２の移相量は、入力のＦＭ変調波がｆ 0
である時の移相量が９０°又はその奇数倍となるように
変化する。かくして、本発明（１）によれば常に最適で
安定な復調特性が得られる。
【００１５】図１の（Ｂ）の本発明（２）のクォドラチ
ャ復調回路において、移相回路２は入力のＦＭ変調波信
号を移相すると共に、その移相量は移相制御信号により
可変となっている。位相比較回路３は入力のＦＭ変調波
信号と移相回路２の出力とを比較し、両信号間の位相差
が９０°又はその奇数倍の時に所定レベルを基準として
正負対称となるような互いに逆特性の第１及び第２の位
相差検出信号を形成する。そして、第１のローパスフィ
ルタ４は第１の位相差検出信号を平滑化してＦＭ変調信
号の復調信号を形成する。また第１のローパスフィルタ
４と同一のフィルタ特性を有する第３のローパスフィル
タ５は第２の位相差検出信号を平滑化する。そして、平
均回路６は第１及び第３のローパスフィルタ４，５の各
出力の加算平均を求める。
ャ復調回路において、移相回路２は入力のＦＭ変調波信
号を移相すると共に、その移相量は移相制御信号により
可変となっている。位相比較回路３は入力のＦＭ変調波
信号と移相回路２の出力とを比較し、両信号間の位相差
が９０°又はその奇数倍の時に所定レベルを基準として
正負対称となるような互いに逆特性の第１及び第２の位
相差検出信号を形成する。そして、第１のローパスフィ
ルタ４は第１の位相差検出信号を平滑化してＦＭ変調信
号の復調信号を形成する。また第１のローパスフィルタ
４と同一のフィルタ特性を有する第３のローパスフィル
タ５は第２の位相差検出信号を平滑化する。そして、平
均回路６は第１及び第３のローパスフィルタ４，５の各
出力の加算平均を求める。
【００１６】今、入力のＦＭ変調波がｆ0 で、その時の
移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍であれば、
位相比較回路３は所定レベルを基準として正負対称とな
るような互いに逆特性の第１及び第２の位相差検出信号
を形成する。この場合は、第１及び第３のローパスフィ
ルタ４，５の各出力ｘ，ｙは互いに等しく、平均回路６
の出力ｚはｚ＝（ｘ＋ｙ）／２＝ｘ（所定値Ｒefに相
当）である。
移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍であれば、
位相比較回路３は所定レベルを基準として正負対称とな
るような互いに逆特性の第１及び第２の位相差検出信号
を形成する。この場合は、第１及び第３のローパスフィ
ルタ４，５の各出力ｘ，ｙは互いに等しく、平均回路６
の出力ｚはｚ＝（ｘ＋ｙ）／２＝ｘ（所定値Ｒefに相
当）である。
【００１７】また入力のＦＭ変調波がｆ0 で、その時の
移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍よりずれる
と、この場合の第１及び第３のローパスフィルタ４，５
の各出力ｘ，ｙは互いに等しくなく、所定値ｘ＝Ｒefを
中心にしてｘ＋Δｘ，ｙ−Δｙ又はｘ−Δｘ，ｙ＋Δｙ
（但し、ｙ＝ｘ、Δｙ＝Δｘ）だけ変移する。しかし、
平均回路６の出力ｚはｚ＝（ｘ＋Δｘ＋ｙ−Δｙ）／２
又は（ｘ−Δｘ＋ｙ＋Δｙ）／２であり、いずれの場合
もｚ＝ｘとなり所定値Ｒefに等しい。即ち、平均回路６
は移相回路２の移相量のずれの有無に係わらず復調特性
の基準となるような基準レベルＲefを常に自ら生成し、
保持している。
移相回路２の移相量が９０°又はその奇数倍よりずれる
と、この場合の第１及び第３のローパスフィルタ４，５
の各出力ｘ，ｙは互いに等しくなく、所定値ｘ＝Ｒefを
中心にしてｘ＋Δｘ，ｙ−Δｙ又はｘ−Δｘ，ｙ＋Δｙ
（但し、ｙ＝ｘ、Δｙ＝Δｘ）だけ変移する。しかし、
平均回路６の出力ｚはｚ＝（ｘ＋Δｘ＋ｙ−Δｙ）／２
又は（ｘ−Δｘ＋ｙ＋Δｙ）／２であり、いずれの場合
もｚ＝ｘとなり所定値Ｒefに等しい。即ち、平均回路６
は移相回路２の移相量のずれの有無に係わらず復調特性
の基準となるような基準レベルＲefを常に自ら生成し、
保持している。
【００１８】一方、第２のローパスフィルタ７は第１の
ローパスフィルタ４の出力を平滑化する。従って、第２
のローパスフィルタ７の出力には復調信号の所定区間に
おける平均値が得られる。そして、増幅回路８は第２の
ローパスフィルタ７の出力と平均回路６の出力とを比較
し、その差をゼロとするような方向の前記移相制御信号
を形成する。
ローパスフィルタ４の出力を平滑化する。従って、第２
のローパスフィルタ７の出力には復調信号の所定区間に
おける平均値が得られる。そして、増幅回路８は第２の
ローパスフィルタ７の出力と平均回路６の出力とを比較
し、その差をゼロとするような方向の前記移相制御信号
を形成する。
【００１９】従って、本発明（２）によれば、入力のＦ
Ｍ変調波がｆ0 である時の移相回路２の移相量φが９０
°又はその奇数倍である時は、第２のローパスフィルタ
７の出力は平均回路６の出力と一致し、従って増幅回路
８の移相制御信号は０（所定値）である。しかし、入力
のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相回路２の移相量が９
０°又はその奇数倍よりずれると、これに応じて第２の
ローパスフィルタ７の出力は平均回路６の出力から外れ
る。その結果、増幅回路８はその差をゼロとするような
方向の移相制御信号を形成し、これにより移相回路２の
移相量は、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相量が
９０°又はその奇数倍となるように変化する。
Ｍ変調波がｆ0 である時の移相回路２の移相量φが９０
°又はその奇数倍である時は、第２のローパスフィルタ
７の出力は平均回路６の出力と一致し、従って増幅回路
８の移相制御信号は０（所定値）である。しかし、入力
のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相回路２の移相量が９
０°又はその奇数倍よりずれると、これに応じて第２の
ローパスフィルタ７の出力は平均回路６の出力から外れ
る。その結果、増幅回路８はその差をゼロとするような
方向の移相制御信号を形成し、これにより移相回路２の
移相量は、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相量が
９０°又はその奇数倍となるように変化する。
【００２０】かくして、本発明（２）によれば常に最適
で安定な復調特性が得られる。しかも、基準レベルＲef
を外部から設定する必要は無く、このような復調回路を
構成すれば、基準レベルＲefは平均回路６の出力として
自動的に定まる。そして、これに応じて移相回路２は入
力のＦＭ変調波がｆ0 である時にその移相量が９０°又
はその奇数倍となるように自動的に調整される。
で安定な復調特性が得られる。しかも、基準レベルＲef
を外部から設定する必要は無く、このような復調回路を
構成すれば、基準レベルＲefは平均回路６の出力として
自動的に定まる。そして、これに応じて移相回路２は入
力のＦＭ変調波がｆ0 である時にその移相量が９０°又
はその奇数倍となるように自動的に調整される。
【００２１】また好ましくは、移相回路２は移相制御信
号により容量を可変な可変容量素子を備える。
号により容量を可変な可変容量素子を備える。
【００２２】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のクォド
ラチャ復調回路を示す図で、図において、１はリミッタ
アンプ（ＬＡ）、２はＬＣによる移相回路、ＶＣは可変
容量ダイオード（ＶＣ：バリキャップ）、３は差動電流
出力型の乗算回路（位相比較回路）、Ａは平衡出力回
路、４，５は共にＦＭ変調信号の帯域を通過させる同一
フィルタ特性のローパスフィルタ（ＬＰＦ）、６は平均
回路、７はフィルタ４，５より時定数の長いローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、８は増幅回路である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のクォド
ラチャ復調回路を示す図で、図において、１はリミッタ
アンプ（ＬＡ）、２はＬＣによる移相回路、ＶＣは可変
容量ダイオード（ＶＣ：バリキャップ）、３は差動電流
出力型の乗算回路（位相比較回路）、Ａは平衡出力回
路、４，５は共にＦＭ変調信号の帯域を通過させる同一
フィルタ特性のローパスフィルタ（ＬＰＦ）、６は平均
回路、７はフィルタ４，５より時定数の長いローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、８は増幅回路である。
【００２３】移相回路２の移相量は基本的には入力のＦ
Ｍ変調波信号が所定の中心周波数の時にその出力信号と
の位相差がπ／２となるように調整（同調）されてい
る。乗算回路３は入力のＦＭ変調波信号と移相回路２の
出力とを乗算し、両信号間の位相差が９０°の時に所定
レベルを基準として正負対称となるような互いに逆特性
の位相差検出信号を形成する。これを、以下に具体的に
説明する。
Ｍ変調波信号が所定の中心周波数の時にその出力信号と
の位相差がπ／２となるように調整（同調）されてい
る。乗算回路３は入力のＦＭ変調波信号と移相回路２の
出力とを乗算し、両信号間の位相差が９０°の時に所定
レベルを基準として正負対称となるような互いに逆特性
の位相差検出信号を形成する。これを、以下に具体的に
説明する。
【００２４】入力のＦＭ変調波信号のレベルに応じてト
ランジスタＱ5 ，Ｑ6 の何れか一方がＯＮし、他方がＯ
ＦＦする。トランジスタＱ6 がＯＮの時は、更に移相回
路２の出力に従ってトランジスタＱ4 に電流Ｉ2 が流
れ、かつトランジスタＱ3 に電流Ｉ1 が流れる。トラン
ジスタＱ3 の電流Ｉ1 はカレントミラー回路を構成する
トランジスタＱ8 に同一の電流Ｉ1 を流し、該電流Ｉ1
はトランジスタＱ11に同一の電流Ｉ1 を流す。
ランジスタＱ5 ，Ｑ6 の何れか一方がＯＮし、他方がＯ
ＦＦする。トランジスタＱ6 がＯＮの時は、更に移相回
路２の出力に従ってトランジスタＱ4 に電流Ｉ2 が流
れ、かつトランジスタＱ3 に電流Ｉ1 が流れる。トラン
ジスタＱ3 の電流Ｉ1 はカレントミラー回路を構成する
トランジスタＱ8 に同一の電流Ｉ1 を流し、該電流Ｉ1
はトランジスタＱ11に同一の電流Ｉ1 を流す。
【００２５】一方、トランジスタＱ4 の電流Ｉ2 は同じ
くカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ9 に同
一の電流Ｉ2 を流し、該電流Ｉ2 はノードａに流れ込
む。更に、該ノードａには定電流源の定電流Ｉ9Cより分
流した電流Ｉ3 が流入しており、従ってトランジスタＱ
12に流れる電流は（Ｉ2 ＋Ｉ3 ）と表せる。但し、トラ
ンジスタＱ11，Ｑ12はカレントミラー回路を構成してい
るので、Ｉ1 ＝（Ｉ2 ＋Ｉ3 ）の関係がある。従って、
ローパスフィルタ４に流入する電流Ｉ5 はＩ5 ＝Ｉ9C−
Ｉ3 ＝Ｉ9C−（Ｉ1 −Ｉ2 ）＝Ｉ9C＋（Ｉ2 −Ｉ1 ）で
ある。即ち、この電流Ｉ5 はバイアス電流Ｉ9Cと移相回
路２の出力に応じた差動出力の項（Ｉ2 −Ｉ1 ）との和
になっている。
くカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ9 に同
一の電流Ｉ2 を流し、該電流Ｉ2 はノードａに流れ込
む。更に、該ノードａには定電流源の定電流Ｉ9Cより分
流した電流Ｉ3 が流入しており、従ってトランジスタＱ
12に流れる電流は（Ｉ2 ＋Ｉ3 ）と表せる。但し、トラ
ンジスタＱ11，Ｑ12はカレントミラー回路を構成してい
るので、Ｉ1 ＝（Ｉ2 ＋Ｉ3 ）の関係がある。従って、
ローパスフィルタ４に流入する電流Ｉ5 はＩ5 ＝Ｉ9C−
Ｉ3 ＝Ｉ9C−（Ｉ1 −Ｉ2 ）＝Ｉ9C＋（Ｉ2 −Ｉ1 ）で
ある。即ち、この電流Ｉ5 はバイアス電流Ｉ9Cと移相回
路２の出力に応じた差動出力の項（Ｉ2 −Ｉ1 ）との和
になっている。
【００２６】一方、トランジスタＱ4 の電流Ｉ2 はカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ15に同一の電
流Ｉ2 を流し、該電流Ｉ2 はトランジスタＱ16に同一の
電流Ｉ2 を流す。またトランジスタＱ3 の電流Ｉ1 は同
じくカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ14に
同一の電流Ｉ1 を流し、該電流Ｉ1 はノードｂに流れ込
む。更に、該ノードｂには定電流源の定電流Ｉ7Cより分
流した電流Ｉ6 が流入しており、従ってトランジスタＱ
17に流れる電流は（Ｉ1 ＋Ｉ6 ）と表せる。但し、トラ
ンジスタＱ16，Ｑ17はカレントミラー回路を構成してい
るので、Ｉ2 ＝（Ｉ1 ＋Ｉ6 ）の関係がある。従って、
ローパスフィルタ５に入力する電流Ｉ8はＩ8 ＝Ｉ7C−
Ｉ6 ＝Ｉ7C−（Ｉ2 −Ｉ1 ）＝Ｉ7C＋（Ｉ1 −Ｉ2 ）で
ある。即ち、この電流Ｉ8 はバイアス電流Ｉ7Cと移相回
路２の出力に応じた差動出力の逆数の項（Ｉ1 −Ｉ2 ）
との和になっている。
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ15に同一の電
流Ｉ2 を流し、該電流Ｉ2 はトランジスタＱ16に同一の
電流Ｉ2 を流す。またトランジスタＱ3 の電流Ｉ1 は同
じくカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ14に
同一の電流Ｉ1 を流し、該電流Ｉ1 はノードｂに流れ込
む。更に、該ノードｂには定電流源の定電流Ｉ7Cより分
流した電流Ｉ6 が流入しており、従ってトランジスタＱ
17に流れる電流は（Ｉ1 ＋Ｉ6 ）と表せる。但し、トラ
ンジスタＱ16，Ｑ17はカレントミラー回路を構成してい
るので、Ｉ2 ＝（Ｉ1 ＋Ｉ6 ）の関係がある。従って、
ローパスフィルタ５に入力する電流Ｉ8はＩ8 ＝Ｉ7C−
Ｉ6 ＝Ｉ7C−（Ｉ2 −Ｉ1 ）＝Ｉ7C＋（Ｉ1 −Ｉ2 ）で
ある。即ち、この電流Ｉ8 はバイアス電流Ｉ7Cと移相回
路２の出力に応じた差動出力の逆数の項（Ｉ1 −Ｉ2 ）
との和になっている。
【００２７】そこで、バイアス電流Ｉ9C＝Ｉ7Cとする
と、ローパスフィルタ４にはＩ5 ＝Ｉ 9C＋（Ｉ2 −
Ｉ1 ）の電流が流れ、かつローパスフィルタ５にはＩ8
＝Ｉ9C＋（Ｉ1 −Ｉ2 ）＝Ｉ9C−（Ｉ2 −Ｉ1 ）の電流
が流れる。かくして、トランジスタＱ6 がＯＮの時に
は、ローパスフィルタ４，５には同一の直流バイアス電
流Ｉ9Cを中心にして移相回路２の出力に比例した互いに
逆特性（Ｉ2 −Ｉ1 ），−（Ｉ2 −Ｉ1 ）の成分を有す
る位相差検出信号電流Ｉ5 ，Ｉ8 が同位相で流れる。
と、ローパスフィルタ４にはＩ5 ＝Ｉ 9C＋（Ｉ2 −
Ｉ1 ）の電流が流れ、かつローパスフィルタ５にはＩ8
＝Ｉ9C＋（Ｉ1 −Ｉ2 ）＝Ｉ9C−（Ｉ2 −Ｉ1 ）の電流
が流れる。かくして、トランジスタＱ6 がＯＮの時に
は、ローパスフィルタ４，５には同一の直流バイアス電
流Ｉ9Cを中心にして移相回路２の出力に比例した互いに
逆特性（Ｉ2 −Ｉ1 ），−（Ｉ2 −Ｉ1 ）の成分を有す
る位相差検出信号電流Ｉ5 ，Ｉ8 が同位相で流れる。
【００２８】一方、トランジスタＱ5 がＯＮの時は上記
の逆であり、ローパスフィルタ４にはＩ5 ＝Ｉ9C−（Ｉ
2 −Ｉ1 ）の電流が流れ、かつローパスフィルタ５には
Ｉ8＝Ｉ9C＋（Ｉ2 −Ｉ1 ）の電流が流れる。即ち、ト
ランジスタＱ5 がＯＮの時には、ＬＰＦ４，５には同一
の直流バイアス電流Ｉ9Cを中心にして移相回路２の出力
に比例した互いに逆特性−（Ｉ2 −Ｉ1 ），（Ｉ2 −Ｉ
1 ）の成分を有する位相差検出信号電流Ｉ5 ，Ｉ8 が同
位相で流れる。
の逆であり、ローパスフィルタ４にはＩ5 ＝Ｉ9C−（Ｉ
2 −Ｉ1 ）の電流が流れ、かつローパスフィルタ５には
Ｉ8＝Ｉ9C＋（Ｉ2 −Ｉ1 ）の電流が流れる。即ち、ト
ランジスタＱ5 がＯＮの時には、ＬＰＦ４，５には同一
の直流バイアス電流Ｉ9Cを中心にして移相回路２の出力
に比例した互いに逆特性−（Ｉ2 −Ｉ1 ），（Ｉ2 −Ｉ
1 ）の成分を有する位相差検出信号電流Ｉ5 ，Ｉ8 が同
位相で流れる。
【００２９】更に、一例のローパスフィルタ４はエミッ
タフォロワ型の２次のローパスフィルタより成ってお
り、そのカットオフ周波数ｆC はｆC ＝１／｛２π√
（Ｃ5 Ｃ 6 Ｒ3 Ｒ4 ）｝、ＱはＱ＝√（Ｃ5 ／Ｃ6 ）・
√（Ｒ3 Ｒ4 ）／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）で与えられることが知
られている。そこで、所要のＦＭ変調信号（即ち、復調
信号）成分のみを通過させるようにローパスフィルタ４
のカットオフ周波数ｆC 及びＱを選択する。ローパスフ
ィルタ５のフィルタ特性もローパスフィルタ４と同一に
選ぶ。
タフォロワ型の２次のローパスフィルタより成ってお
り、そのカットオフ周波数ｆC はｆC ＝１／｛２π√
（Ｃ5 Ｃ 6 Ｒ3 Ｒ4 ）｝、ＱはＱ＝√（Ｃ5 ／Ｃ6 ）・
√（Ｒ3 Ｒ4 ）／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）で与えられることが知
られている。そこで、所要のＦＭ変調信号（即ち、復調
信号）成分のみを通過させるようにローパスフィルタ４
のカットオフ周波数ｆC 及びＱを選択する。ローパスフ
ィルタ５のフィルタ特性もローパスフィルタ４と同一に
選ぶ。
【００３０】平均回路６は不図示のオペアンプを用いた
加算平均回路により構成されており、ローパスフィルタ
４，５の各出力の加算平均を求める。平均回路６はロー
パスフィルタ４，５を介して乗算回路３と直流的に結合
しているので、平均回路６の出力はこの復調回路の復調
特性の基準レベルＲefを常に正確に表す。またローパス
フィルタ４，５の各出力は同相かつ逆特性であるので、
平均回路６の出力が変動することは無い。また平均回路
６の出力は周囲温度等の変化に対しても安定である。
加算平均回路により構成されており、ローパスフィルタ
４，５の各出力の加算平均を求める。平均回路６はロー
パスフィルタ４，５を介して乗算回路３と直流的に結合
しているので、平均回路６の出力はこの復調回路の復調
特性の基準レベルＲefを常に正確に表す。またローパス
フィルタ４，５の各出力は同相かつ逆特性であるので、
平均回路６の出力が変動することは無い。また平均回路
６の出力は周囲温度等の変化に対しても安定である。
【００３１】一方、ローパスフィルタ７は、直流からＦ
Ｍ変調周波数帯域より低い周波数においては通過特性、
かつそれより高い周波数では十分な減衰特性をもってお
り、ローパスフィルタ４の復調出力を平滑化して、平均
復調電圧を出力する。そして、増幅回路８はローパスフ
ィルタ７の出力と平均回路６の出力とを比較し、その差
をゼロとするような方向の移相制御信号を形成する。
Ｍ変調周波数帯域より低い周波数においては通過特性、
かつそれより高い周波数では十分な減衰特性をもってお
り、ローパスフィルタ４の復調出力を平滑化して、平均
復調電圧を出力する。そして、増幅回路８はローパスフ
ィルタ７の出力と平均回路６の出力とを比較し、その差
をゼロとするような方向の移相制御信号を形成する。
【００３２】例えば、この移相制御信号はバリキャップ
ＶＣのアノード側に接続され、バリキャップＶＣのカソ
ード側はプラスのバイアス電圧ＶB に保たれている。従
って、移相制御信号の変化により、バリキャップＶＣの
容量が変化し、移相回路２の移相量が調整される。図３
は実施例の復調回路の動作を説明する図である。
ＶＣのアノード側に接続され、バリキャップＶＣのカソ
ード側はプラスのバイアス電圧ＶB に保たれている。従
って、移相制御信号の変化により、バリキャップＶＣの
容量が変化し、移相回路２の移相量が調整される。図３
は実施例の復調回路の動作を説明する図である。
【００３３】図３の（Ａ）は実施例の復調回路の復調特
性（入力周波数Ｆ対復調電圧Ｖ）を示しており、ＦＭ変
調波の中心周波数ｆ0 と移相回路２の同調周波数とが一
致している場合（即ち、ｆ0 の時φ＝π／２の場合）の
復調特性Ａ及びその逆特性Ａ´を示している。特性Ａ，
Ａ´は入力のＦＭ変調波がｆ0 の所で傾き（感度）が最
大、かつ直線性が最良となっており、この点における復
調電圧Ｖは所定レベルＲefである。入力のＦＭ変調波ｆ
がｆ0 を中心にして変化すると、ローパスフィルタ４，
５の出力ｖは所定レベルＲefを中心にして互いに逆極性
で変化し、この時の復調レベル及び復調歪率は共に最適
の状態にある。また、この状態ではローパスフィルタ７
の出力ｅと平均回路６の出力Ｒefとは一致しており、従
って増幅回路８の移相制御信号は０（所定値）である。
性（入力周波数Ｆ対復調電圧Ｖ）を示しており、ＦＭ変
調波の中心周波数ｆ0 と移相回路２の同調周波数とが一
致している場合（即ち、ｆ0 の時φ＝π／２の場合）の
復調特性Ａ及びその逆特性Ａ´を示している。特性Ａ，
Ａ´は入力のＦＭ変調波がｆ0 の所で傾き（感度）が最
大、かつ直線性が最良となっており、この点における復
調電圧Ｖは所定レベルＲefである。入力のＦＭ変調波ｆ
がｆ0 を中心にして変化すると、ローパスフィルタ４，
５の出力ｖは所定レベルＲefを中心にして互いに逆極性
で変化し、この時の復調レベル及び復調歪率は共に最適
の状態にある。また、この状態ではローパスフィルタ７
の出力ｅと平均回路６の出力Ｒefとは一致しており、従
って増幅回路８の移相制御信号は０（所定値）である。
【００３４】しかし、周囲温度等の変動により移相回路
２の同調周波数とＦＭ変調波の中心周波数ｆ0 とがずれ
る場合がある。実際上はｆ0 がずれる場合も、同調周波
数がずれる場合もある。図３の（Ｂ）は同調周波数がｆ
0 よりも低い方にずれた場合の復調特性Ｂ，Ｂ´を示し
ており、図３の（Ｃ）は同調周波数がｆ0 よりも高い方
にずれた場合の復調特性Ｃ，Ｃ´を示している。いずれ
の場合もＦＭ変調波がｆ0 の時にφ＝π／２の関係とは
ならず、その結果復調レベルが上／下にずれる。これに
応じて、ローパスフィルタ７の出力ｅも上／下にずれ
る。一方、平均回路６の出力Ｒefは一定に保たれる。そ
こで、増幅回路８はその差をゼロとするような方向の移
相制御信号を形成し、これにより移相回路２の移相量
は、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相量が９０°
となるように変化する。
２の同調周波数とＦＭ変調波の中心周波数ｆ0 とがずれ
る場合がある。実際上はｆ0 がずれる場合も、同調周波
数がずれる場合もある。図３の（Ｂ）は同調周波数がｆ
0 よりも低い方にずれた場合の復調特性Ｂ，Ｂ´を示し
ており、図３の（Ｃ）は同調周波数がｆ0 よりも高い方
にずれた場合の復調特性Ｃ，Ｃ´を示している。いずれ
の場合もＦＭ変調波がｆ0 の時にφ＝π／２の関係とは
ならず、その結果復調レベルが上／下にずれる。これに
応じて、ローパスフィルタ７の出力ｅも上／下にずれ
る。一方、平均回路６の出力Ｒefは一定に保たれる。そ
こで、増幅回路８はその差をゼロとするような方向の移
相制御信号を形成し、これにより移相回路２の移相量
は、入力のＦＭ変調波がｆ0 である時の移相量が９０°
となるように変化する。
【００３５】例えば図３の（Ｂ）の場合では、ｅ＞Ｒef
の関係となり、これにより増幅回路８の出力電圧は低く
なる。従って、バリキャップＶＣの負バイアスは強くな
り、容量成分が減り、移相回路２の同調周波数は高くな
るように動作する。また図３の（Ｃ）の場合では、ｅ＜
Ｒefの関係となり、これにより増幅回路８の出力電圧は
高くなる。従って、バリキャップＶＣの負バイアスは弱
くなり、容量成分が増し、移相回路２の同調周波数は低
くなるように動作する。こうして、入力のＦＭ変調波が
ｆ0 の時に常にφ＝π／２の関係となるように、移相回
路２の移相量が自動的に調整される。
の関係となり、これにより増幅回路８の出力電圧は低く
なる。従って、バリキャップＶＣの負バイアスは強くな
り、容量成分が減り、移相回路２の同調周波数は高くな
るように動作する。また図３の（Ｃ）の場合では、ｅ＜
Ｒefの関係となり、これにより増幅回路８の出力電圧は
高くなる。従って、バリキャップＶＣの負バイアスは弱
くなり、容量成分が増し、移相回路２の同調周波数は低
くなるように動作する。こうして、入力のＦＭ変調波が
ｆ0 の時に常にφ＝π／２の関係となるように、移相回
路２の移相量が自動的に調整される。
【００３６】なお、上記のように高い制御精度を要求さ
れない場合もある。この場合は、図２の平均回路６及び
ローパスフィルタ５に係る部分を省略して、代わりに増
幅回路８の入力端子に予め設定した固定の電圧レベルＲ
efを接続しても良い。こうすれば、復調回路の全体が簡
略化され、かつ移相回路２の移相量は自動的に所望値に
調整される。またこの場合のローパスフィルタ７は乗算
回路３の出力を直接に平滑化するものでも良い。
れない場合もある。この場合は、図２の平均回路６及び
ローパスフィルタ５に係る部分を省略して、代わりに増
幅回路８の入力端子に予め設定した固定の電圧レベルＲ
efを接続しても良い。こうすれば、復調回路の全体が簡
略化され、かつ移相回路２の移相量は自動的に所望値に
調整される。またこの場合のローパスフィルタ７は乗算
回路３の出力を直接に平滑化するものでも良い。
【００３７】また、上記実施例ではＬＣによる移相回路
２の場合を述べたがこれに限らない。移相回路２は受動
素子より成る２次以上のローパスフィルタ又はハイパス
フィルタ、或いは能動素子を含む２次以上のアクティブ
ローパスフィルタ又はアクティブハイパスフィルタであ
っても良い。また、上記実施例では入力のＦＭ変調波が
ｆ0 の時の移相回路２の移相量が９０°の場合を述べた
がこれに限らない。位相比較回路３は移相回路２の移相
量が９０°の奇数倍であっても、動作可能である。一
方、この場合の移相回路２の周波数変化に対する移相量
の変化は一層急峻（高感度）にできる。
２の場合を述べたがこれに限らない。移相回路２は受動
素子より成る２次以上のローパスフィルタ又はハイパス
フィルタ、或いは能動素子を含む２次以上のアクティブ
ローパスフィルタ又はアクティブハイパスフィルタであ
っても良い。また、上記実施例では入力のＦＭ変調波が
ｆ0 の時の移相回路２の移相量が９０°の場合を述べた
がこれに限らない。位相比較回路３は移相回路２の移相
量が９０°の奇数倍であっても、動作可能である。一
方、この場合の移相回路２の周波数変化に対する移相量
の変化は一層急峻（高感度）にできる。
【００３８】また、上記本発明に好適なる実施例を述べ
たが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み
合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
たが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、構成及び組み
合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００３９】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、クォド
ラチャ復調回路における移相回路の無調整化が可能とな
る。しかも、常に最適で安定な復調特性が得られる。従
って、、クォドラチャ復調回路の生産性、信頼性、保守
性が格段に改善される。
ラチャ復調回路における移相回路の無調整化が可能とな
る。しかも、常に最適で安定な復調特性が得られる。従
って、、クォドラチャ復調回路の生産性、信頼性、保守
性が格段に改善される。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は実施例のクォドラチャ復調回路を示す図
である。
である。
【図３】図３は実施例の復調回路の動作を説明する図で
ある。
ある。
【図４】図４は従来のクォドラチャ復調回路を説明する
図である。
図である。
【図５】図５は従来技術の問題点を説明する図である。
１ リミッタアンプ ２ 移相回路 ３ 位相比較回路 ４ 第１のローパスフィルタ ５ 第３のローパスフィルタ ６ 平均回路 ７ 第２のローパスフィルタ ８ 増幅回路
Claims (3)
- 【請求項１】 入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回
路（２）であって、移相制御信号により移相量を可変な
ものと、 入力のＦＭ変調波信号と移相回路（２）の出力とを比較
し、両信号間の位相差が９０°又はその奇数倍の時に所
定レベルを基準として正負対称となるような位相差検出
信号を形成する位相比較回路（３）と、 位相比較回路（３）の出力を平滑化して復調信号を形成
する第１のローパスフィルタ（４）と、 位相比較回路（３）又は第１のローパスフィルタ（４）
の出力を平滑化する第２のローパスフィルタ（７）であ
って、第１のローパスフィルタ（４）よりも時定数が長
いものと、 第２のローパスフィルタ（７）の出力と所定値とを比較
し、その差をゼロとするような方向の前記移相制御信号
を形成する増幅回路（８）とを備えることを特徴とする
クォドラチャ復調回路。 - 【請求項２】 入力のＦＭ変調波信号を移相する移相回
路（２）であって、移相制御信号により移相量を可変な
ものと、 入力のＦＭ変調波信号と移相回路（２）の出力とを比較
し、両信号間の位相差が９０°又はその奇数倍の時に所
定レベルを基準として正負対称となるような互いに逆特
性の第１及び第２の位相差検出信号を形成する位相比較
回路（３）と、 第１の位相差検出信号を平滑化して復調信号を形成する
第１のローパスフィルタ（４）と、 第１のローパスフィルタ（４）の出力を平滑化する第２
のローパスフィルタ（７）と、 第２の位相差検出信号を平滑化する第３のローパスフィ
ルタ（５）であって、第１のローパスフィルタ（４）と
同一のフィルタ特性を有するものと、 第１及び第３のローパスフィルタ（４，５）の各出力の
加算平均を求める平均回路（６）と、 第２のローパスフィルタ（７）の出力と平均回路（６）
の出力とを比較し、その差をゼロとするような方向の前
記移相制御信号を形成する増幅回路（８）とを備えるこ
とを特徴とするクォドラチャ復調回路。 - 【請求項３】 移相回路（２）は移相制御信号により容
量を可変な可変容量素子を備えることを特徴とする請求
項１又は２のクォドラチャ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15224294A JPH0818345A (ja) | 1994-07-04 | 1994-07-04 | クォドラチャ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15224294A JPH0818345A (ja) | 1994-07-04 | 1994-07-04 | クォドラチャ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0818345A true JPH0818345A (ja) | 1996-01-19 |
Family
ID=15536201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15224294A Withdrawn JPH0818345A (ja) | 1994-07-04 | 1994-07-04 | クォドラチャ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0818345A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7258926B2 (en) | 2002-10-17 | 2007-08-21 | Juki Corporation | Solid lubricant and sliding members |
| US12257823B2 (en) | 2018-11-12 | 2025-03-25 | Leonhard Kurz Stiftung & Co. Kg | Method for producing a component |
-
1994
- 1994-07-04 JP JP15224294A patent/JPH0818345A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7258926B2 (en) | 2002-10-17 | 2007-08-21 | Juki Corporation | Solid lubricant and sliding members |
| US12257823B2 (en) | 2018-11-12 | 2025-03-25 | Leonhard Kurz Stiftung & Co. Kg | Method for producing a component |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |