JPH04297110A - 可制御発振器回路 - Google Patents
可制御発振器回路Info
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- JPH04297110A JPH04297110A JP3113785A JP11378591A JPH04297110A JP H04297110 A JPH04297110 A JP H04297110A JP 3113785 A JP3113785 A JP 3113785A JP 11378591 A JP11378591 A JP 11378591A JP H04297110 A JPH04297110 A JP H04297110A
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- Japan
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- circuit
- coupled
- controllable
- transistors
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Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、各区分が可制御利得及
び発振周波数で９０°の移相を有する第１と第２区分の
縦続回路を内蔵する再生ループと、発振器回路の出力端
と前記両区分の少なくとも一方の制御入力端との間に結
合される振幅検出回路とを具えている可制御発振器回路
に関するものである。
び発振周波数で９０°の移相を有する第１と第２区分の
縦続回路を内蔵する再生ループと、発振器回路の出力端
と前記両区分の少なくとも一方の制御入力端との間に結
合される振幅検出回路とを具えている可制御発振器回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】斯種の可制御発振器回路は、例えば米国
特許第３，９３６，７７３ 号から既知である。前記２
つの区分から成る縦続回路は、これらの第１及び第２区
分によって形成されるループ内の利得が１で、しかも２
つの各区分にて９０°の移相で帰還させる場合に、発振
周波信号を出力端から入力端へと再生的に帰還させる。 これがため、従来の発振器回路の２つの各区分（以後、
直角位相（クアドラチュア）区分とも称する）は積分器
とアナログ増幅器とを具えている。
特許第３，９３６，７７３ 号から既知である。前記２
つの区分から成る縦続回路は、これらの第１及び第２区
分によって形成されるループ内の利得が１で、しかも２
つの各区分にて９０°の移相で帰還させる場合に、発振
周波信号を出力端から入力端へと再生的に帰還させる。 これがため、従来の発振器回路の２つの各区分（以後、
直角位相（クアドラチュア）区分とも称する）は積分器
とアナログ増幅器とを具えている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】所定周波数範囲内の各
周波数に対し、積分器は９０°の移相を実現し、又この
周波数範囲内の所望周波数に対するループ利得は、２つ
の各直角位相区分の前記アナログ増幅器によって１に制
御さる。この周波数範囲が発振器の制御範囲を決定し、
しかもこの範囲は比較的狭い（実際上、積分器は若干の
周波数に対してしか正確に９０°の移相を実行しない）
から、従来の発振器回路は位相補正回路を具えており、
これにて２つの直角位相区分の一方の出力信号の一部を
その入力信号に加えるようにし、斯かる出力信号の一部
の振幅を振幅検出回路によって制御可能としている。こ
れにより発振器の制御範囲が或る程度大きくなるが、実
際上、従来の発振器回路の制御範囲の上限は最大１００
ｋＨｚ程度の値に制限されている。さらに、従来の位相
補正回路では、２つのクアドラチュア発振器信号間の直
角位相関係における大きな偏差を補正することができな
い。従来の発振器回路ではさらに、低い発振周波数に対
して比較的大きな時定数が必要とされる。このような大
きな時定数を集積回路で実現するためには比較的大きな
チップ表面を必要とするため、特に低い発振周波数に対
して従来の発振器は集積化制御発振器にあまり適してい
ない。本発明の目的は集積回路形態で容易に実現するこ
とができ、しかも周波数制御範囲が従来の可制御発振器
回路のそれよりも著しく大きい可制御発振器回路を提供
することにある。
周波数に対し、積分器は９０°の移相を実現し、又この
周波数範囲内の所望周波数に対するループ利得は、２つ
の各直角位相区分の前記アナログ増幅器によって１に制
御さる。この周波数範囲が発振器の制御範囲を決定し、
しかもこの範囲は比較的狭い（実際上、積分器は若干の
周波数に対してしか正確に９０°の移相を実行しない）
から、従来の発振器回路は位相補正回路を具えており、
これにて２つの直角位相区分の一方の出力信号の一部を
その入力信号に加えるようにし、斯かる出力信号の一部
の振幅を振幅検出回路によって制御可能としている。こ
れにより発振器の制御範囲が或る程度大きくなるが、実
際上、従来の発振器回路の制御範囲の上限は最大１００
ｋＨｚ程度の値に制限されている。さらに、従来の位相
補正回路では、２つのクアドラチュア発振器信号間の直
角位相関係における大きな偏差を補正することができな
い。従来の発振器回路ではさらに、低い発振周波数に対
して比較的大きな時定数が必要とされる。このような大
きな時定数を集積回路で実現するためには比較的大きな
チップ表面を必要とするため、特に低い発振周波数に対
して従来の発振器は集積化制御発振器にあまり適してい
ない。本発明の目的は集積回路形態で容易に実現するこ
とができ、しかも周波数制御範囲が従来の可制御発振器
回路のそれよりも著しく大きい可制御発振器回路を提供
することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は冒頭にて述べた
種類の可制御発振器回路において、前記２つの区分を相
対的にほぼ同一構成とし、且つ前記第１及び第２区分が
第１及び第２可制御トランスコンダクタンス回路をそれ
ぞれ具え、これらのトランスコンダクタンス回路の出力
端を、出力端から入力端へと正帰還される第３及び第４
可制御トランスコンダクタンス回路に結合させると共に
、第１及び第２並列ＲＣフィルタと、前記第２及び第１
可制御トランスコンダクタンス回路の入力端にもそれぞ
れ結合させ、前記第１及び第２トランスコンダクタンス
回路の制御入力端を同調制御入力端に結合させ、且つ前
記第１及び第２トランスコンダクタンス回路の少なくと
も一方の出力端を振幅検出回路を介して前記第３及び第
４トランスコンダクタンス回路の制御入力端に結合させ
たことを特徴とする。
種類の可制御発振器回路において、前記２つの区分を相
対的にほぼ同一構成とし、且つ前記第１及び第２区分が
第１及び第２可制御トランスコンダクタンス回路をそれ
ぞれ具え、これらのトランスコンダクタンス回路の出力
端を、出力端から入力端へと正帰還される第３及び第４
可制御トランスコンダクタンス回路に結合させると共に
、第１及び第２並列ＲＣフィルタと、前記第２及び第１
可制御トランスコンダクタンス回路の入力端にもそれぞ
れ結合させ、前記第１及び第２トランスコンダクタンス
回路の制御入力端を同調制御入力端に結合させ、且つ前
記第１及び第２トランスコンダクタンス回路の少なくと
も一方の出力端を振幅検出回路を介して前記第３及び第
４トランスコンダクタンス回路の制御入力端に結合させ
たことを特徴とする。
【０００５】第１区分と第２区分とから成る縦続回路に
より構成され、出力から入力端へと再生的に帰還される
ループを具えている可制御のクアドラチュア発振器は欧
州特許出願第８９２０２９６３．８号に記載されている
。各区分は、各々が低域通過特性を呈する２つの可制御
発振器を具えており、第１増幅器はループの信号通路内
に配置し、第２増幅器は第１可制御発振器の出力端に帰
還接続している。第１増幅器の利得を十分に制御するこ
とにより、各区分にて所望発振周波数に対して１の利得
が得られ、又各区分では第２帰還増幅器の十分な利得制
御により所望周波数に対して９０°の移相が得られる。
より構成され、出力から入力端へと再生的に帰還される
ループを具えている可制御のクアドラチュア発振器は欧
州特許出願第８９２０２９６３．８号に記載されている
。各区分は、各々が低域通過特性を呈する２つの可制御
発振器を具えており、第１増幅器はループの信号通路内
に配置し、第２増幅器は第１可制御発振器の出力端に帰
還接続している。第１増幅器の利得を十分に制御するこ
とにより、各区分にて所望発振周波数に対して１の利得
が得られ、又各区分では第２帰還増幅器の十分な利得制
御により所望周波数に対して９０°の移相が得られる。
【０００６】しかし、本発明による手段を用いる場合に
は、第１及び第２トランスコンダクタンス回路の相互コ
ンダクタンスを変えることにより発振周波数を制御する
ことができる。第３及び第４トランスコンダクタンス回
路は出力端から入力端へ正帰還し、これらの各トランス
コンダクタンス回路は負抵抗を成し、この抵抗値は振幅
検出回路を経て自動的に調整され、これらの抵抗値の値
はループ内に発生する実際の抵抗値、特に第１及び第２
並列ＲＣフィルタの実際の抵抗値を完全に補償する。従
って、第１及び第２並列ＲＣフィルタのキャパシタンス
と組合せせた第１及び第２トランスコンダクタンス回路
は、各々が９０°の移相を行なう理想的な積分器として
機能する。このような、第３及び第４トランスコンダク
タンス回路による抵抗補償及び第１と第２トランスコン
ダクタンス回路によるループ利得の１への調整により、
発振周波数の周波数制御又は同調範囲を従来の可制御発
振器回路のそれよりも極めて大きくすることができる。
は、第１及び第２トランスコンダクタンス回路の相互コ
ンダクタンスを変えることにより発振周波数を制御する
ことができる。第３及び第４トランスコンダクタンス回
路は出力端から入力端へ正帰還し、これらの各トランス
コンダクタンス回路は負抵抗を成し、この抵抗値は振幅
検出回路を経て自動的に調整され、これらの抵抗値の値
はループ内に発生する実際の抵抗値、特に第１及び第２
並列ＲＣフィルタの実際の抵抗値を完全に補償する。従
って、第１及び第２並列ＲＣフィルタのキャパシタンス
と組合せせた第１及び第２トランスコンダクタンス回路
は、各々が９０°の移相を行なう理想的な積分器として
機能する。このような、第３及び第４トランスコンダク
タンス回路による抵抗補償及び第１と第２トランスコン
ダクタンス回路によるループ利得の１への調整により、
発振周波数の周波数制御又は同調範囲を従来の可制御発
振器回路のそれよりも極めて大きくすることができる。
【０００７】本発明による可制御発振器回路は、対称に
構成され、しかも大きな時定数回路を必要としないため
、集積回路形態で実現するのに特に好適であり、しかも
単一発振器信号を発生させるためだけでなく、直角位相
関係にある発振器信号を発生させるのにも使用すること
ができる。本発明による可制御発振器回路の好適例では
、前記振幅検出回路と前記第３及び第４可制御トランス
コンダクタンス回路との間に、前記振幅検出回路の出力
信号の直流レベルを基準レベルに調整するレベル調整回
路を配置する。この手段を用いると、正しい基準レベル
の選定により発振器信号の振幅を所望値に調整すること
ができる。さらに本発明の好適例では、前記第１及び第
２トランスコンダクタンス回路の出力端を発振器回路の
同相及び直角位相の出力端に接続すると共に、これらの
同相及び直角位相出力端における信号の振幅を同期をと
って検出するために前記振幅検出回路の第１及び第２同
期振幅検出器の入力端にそれぞれ結合させ、前記２つの
同期振幅検出器を加算回路に結合させて、前記第１及び
第２同期振幅検出器の出力信号を互いに加算するように
する。このようにすれば、振幅検出回路を簡単な方法で
実現することができる。
構成され、しかも大きな時定数回路を必要としないため
、集積回路形態で実現するのに特に好適であり、しかも
単一発振器信号を発生させるためだけでなく、直角位相
関係にある発振器信号を発生させるのにも使用すること
ができる。本発明による可制御発振器回路の好適例では
、前記振幅検出回路と前記第３及び第４可制御トランス
コンダクタンス回路との間に、前記振幅検出回路の出力
信号の直流レベルを基準レベルに調整するレベル調整回
路を配置する。この手段を用いると、正しい基準レベル
の選定により発振器信号の振幅を所望値に調整すること
ができる。さらに本発明の好適例では、前記第１及び第
２トランスコンダクタンス回路の出力端を発振器回路の
同相及び直角位相の出力端に接続すると共に、これらの
同相及び直角位相出力端における信号の振幅を同期をと
って検出するために前記振幅検出回路の第１及び第２同
期振幅検出器の入力端にそれぞれ結合させ、前記２つの
同期振幅検出器を加算回路に結合させて、前記第１及び
第２同期振幅検出器の出力信号を互いに加算するように
する。このようにすれば、振幅検出回路を簡単な方法で
実現することができる。
【０００８】本発明の他の好適例では、前記第１及び第
２同期振幅検出器の各々が信号入力端と信号混合入力端
とを有し、第１及び第２同期振幅検出器の前記２つづつ
の入力端を前記同相及び直角位相出力端にそれぞれ共通
に結合させる。このようにすれば、極めて速い振幅検出
、従って広帯域の負帰還及び第３と第４トランスコンダ
クタンス回路への発振器出力の発振器振幅変動の高速補
償を簡単に行なうことができる。発振器信号の振幅変動
が負帰還利得に及ぼす影響を低減させるには、前記加算
回路を、この回路からの入力信号の振幅値から平方根を
求める回路に結合させるのが好適である。本発明のさら
に他の好適例では、前記第１及び第２同期振幅検出器の
各々が信号入力端及び信号混合入力端を有し、前記同相
出力端を第１リミッタ回路を介して前記第１同期振幅検
出器の信号入力端と信号混合入力端との双方に結合させ
、且つ前記直角位相出力端を第２リミッタ回路を介して
前記第２同期振幅検出器の信号入力端と信号混合入力端
との双方に結合させ、前記加算回路を低域通過フィルタ
に結合させ、振幅検出回路を別の方法で実現する。
２同期振幅検出器の各々が信号入力端と信号混合入力端
とを有し、第１及び第２同期振幅検出器の前記２つづつ
の入力端を前記同相及び直角位相出力端にそれぞれ共通
に結合させる。このようにすれば、極めて速い振幅検出
、従って広帯域の負帰還及び第３と第４トランスコンダ
クタンス回路への発振器出力の発振器振幅変動の高速補
償を簡単に行なうことができる。発振器信号の振幅変動
が負帰還利得に及ぼす影響を低減させるには、前記加算
回路を、この回路からの入力信号の振幅値から平方根を
求める回路に結合させるのが好適である。本発明のさら
に他の好適例では、前記第１及び第２同期振幅検出器の
各々が信号入力端及び信号混合入力端を有し、前記同相
出力端を第１リミッタ回路を介して前記第１同期振幅検
出器の信号入力端と信号混合入力端との双方に結合させ
、且つ前記直角位相出力端を第２リミッタ回路を介して
前記第２同期振幅検出器の信号入力端と信号混合入力端
との双方に結合させ、前記加算回路を低域通過フィルタ
に結合させ、振幅検出回路を別の方法で実現する。
【０００９】
【実施例】図１は本発明による可制御発振器回路のブロ
ック図であり、この回路は第１区分ＴＣ１， Ｒ１Ｃ１
， ＴＣ３と第２区分ＴＣ２， Ｒ２Ｃ２， ＴＣ４と
の縦続回路を内蔵する再生ループを具えており、斯かる
縦続回路は出力端からの発振周波数をインバータ回路Ｉ
ＮＶを介して入力端に再生的に帰還させる。前記第１及
び第２区分は第１及び第２の可制御トランスコンダクタ
ンス回路ＴＣ１， ＴＣ２を具えており、これらのコン
ダクタンス回路の出力端は、出力端から入力端へとそれ
ぞれ正帰還される第３及び第４の可制御トランスコンダ
クタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ と、第１及び第２の
並列ＲＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２と、第２及び第
１の可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ２ 及びＴ
Ｃ１ とにそれぞれ結合させる。第１及び第２の並列Ｒ
ＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２は、第１負荷抵抗Ｒ１
と第１負荷コンデンサＣ１との並列回路及び第２負荷抵
抗Ｒ２と第２負荷コンデンサとの並列回路でそれぞれ構
成する。第１及び第２の可制御トランスコンダクタンス
回路ＴＣ１ 及びＴＣ２ の出力端は発振器回路の同相
及び直角位相（クアドラチュア）出力端ＶＩ及びＶＱに
もそれぞれ接続し、これらの出力端から同相及び直角位
相の発振器信号、例えばＡ ｃｏｓ ωｏｔ及びＡ ｓ
ｉｎ ωｏｔを取出せるようにする。ＴＣ１ 及びＴＣ
２ の制御入力端は、同調制御信号 Ｉｔ が供給され
る同調制御入力端ＩＴに共通に接続する。ＴＣ３ 及び
ＴＣ４ の制御入力端は振幅制御入力端ＩＱに共通に接
続する。この振幅制御入力端ＩＱには後に詳述する振幅
検出回路ＡＤからレベル調整回路ＬＡを介して自動振幅
制御信号 Ｉｑ を供給する。
ック図であり、この回路は第１区分ＴＣ１， Ｒ１Ｃ１
， ＴＣ３と第２区分ＴＣ２， Ｒ２Ｃ２， ＴＣ４と
の縦続回路を内蔵する再生ループを具えており、斯かる
縦続回路は出力端からの発振周波数をインバータ回路Ｉ
ＮＶを介して入力端に再生的に帰還させる。前記第１及
び第２区分は第１及び第２の可制御トランスコンダクタ
ンス回路ＴＣ１， ＴＣ２を具えており、これらのコン
ダクタンス回路の出力端は、出力端から入力端へとそれ
ぞれ正帰還される第３及び第４の可制御トランスコンダ
クタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ と、第１及び第２の
並列ＲＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２と、第２及び第
１の可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ２ 及びＴ
Ｃ１ とにそれぞれ結合させる。第１及び第２の並列Ｒ
ＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２は、第１負荷抵抗Ｒ１
と第１負荷コンデンサＣ１との並列回路及び第２負荷抵
抗Ｒ２と第２負荷コンデンサとの並列回路でそれぞれ構
成する。第１及び第２の可制御トランスコンダクタンス
回路ＴＣ１ 及びＴＣ２ の出力端は発振器回路の同相
及び直角位相（クアドラチュア）出力端ＶＩ及びＶＱに
もそれぞれ接続し、これらの出力端から同相及び直角位
相の発振器信号、例えばＡ ｃｏｓ ωｏｔ及びＡ ｓ
ｉｎ ωｏｔを取出せるようにする。ＴＣ１ 及びＴＣ
２ の制御入力端は、同調制御信号 Ｉｔ が供給され
る同調制御入力端ＩＴに共通に接続する。ＴＣ３ 及び
ＴＣ４ の制御入力端は振幅制御入力端ＩＱに共通に接
続する。この振幅制御入力端ＩＱには後に詳述する振幅
検出回路ＡＤからレベル調整回路ＬＡを介して自動振幅
制御信号 Ｉｑ を供給する。
【００１０】同相及び直角位相出力端ＶＩ及びＶＱは、
振幅検出回路ＡＤの第１及び第２同期振幅検出器ＳＤＩ
及びＳＤＱ の各信号入力端並びに混合入力端にそれ
ぞれ接続する。 これがため、これらの第１及び第２同期振幅検出器ＳＤ
Ｉ 及びＳＤＱ は同相及び直角位相発振器信号を掛け
合わせる。振幅検出回路ＡＤは加算回路Ｓを具えており
、この加算回路では２つの二乗した同相及び直角位相の
発振器信号Ａ２ｓｉｎ２ωｏｔとＡ２ｃｏｓ２ωｏｔと
を一緒に加算して、二乗発振器信号の振幅Ａ２を得る。 加算回路Ｓを回路ＳＱＲＴに結合させる。この回路ＳＱ
ＲＴは平方根を求める回路であり、この回路は前記二乗
発振器信号の振幅Ａ２を信号Ａに変換する。信号Ａは出
力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号の振幅を表し、信
号Ａは出力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号に応じて
直線的に変化する。
振幅検出回路ＡＤの第１及び第２同期振幅検出器ＳＤＩ
及びＳＤＱ の各信号入力端並びに混合入力端にそれ
ぞれ接続する。 これがため、これらの第１及び第２同期振幅検出器ＳＤ
Ｉ 及びＳＤＱ は同相及び直角位相発振器信号を掛け
合わせる。振幅検出回路ＡＤは加算回路Ｓを具えており
、この加算回路では２つの二乗した同相及び直角位相の
発振器信号Ａ２ｓｉｎ２ωｏｔとＡ２ｃｏｓ２ωｏｔと
を一緒に加算して、二乗発振器信号の振幅Ａ２を得る。 加算回路Ｓを回路ＳＱＲＴに結合させる。この回路ＳＱ
ＲＴは平方根を求める回路であり、この回路は前記二乗
発振器信号の振幅Ａ２を信号Ａに変換する。信号Ａは出
力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号の振幅を表し、信
号Ａは出力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号に応じて
直線的に変化する。
【００１１】回路ＳＱＲＴを前述したレベル調整回路Ｌ
Ａに結合させ、これにて前記信号Ａと基準電圧 Ｖｒｅ
ｆ との差を求めて、信号Ａの直流信号レベルを Ｖｒ
ｅｆ により決められた所望レベルに調整する。斯くし
てＬＡの出力端に得られる信号を自動振幅制御信号とし
てＴＣ３ 及びＴＣ４ の振幅制御入力端ＩＱに供給す
る。このようにして発振器出力端ＶＩ， ＶＱから振幅
制御入力端ＩＱへと振幅変化が負帰還され、この負帰還
の帰還帯は時定数がないために極めて広い。第１及び第
２の可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ１ 及びＴ
Ｃ２ の相互コンダクタンス（電圧−電流伝達係数）を
同調制御入力端ＩＴにおける同調制御信号 Ｉｔ によ
り変化させる。これは所望発振器周波数に対するループ
利得を１に調整する。この周波数でのループにおける移
相も３６０ °とするためには、２つの各区分ＴＣ１，
Ｒ１Ｃ１， ＴＣ３及びＴＣ２， Ｒ２Ｃ２， ＴＣ
４で９０°移相させる必要がある。これは、ＴＣ３ 及
びＴＣ４ で得られる負性抵抗の値が第１及び第２の並
列ＲＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２の負荷抵抗Ｒ１及
びＲ２の抵抗値に等しくなるように可制御の第３及び第
４トランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ の
相互コンダクタンスを調整することにより達成される。 無限大の抵抗値（実際には、抵抗Ｒ１及びＲ２がない場
合に相当する） を第１及び第２負荷コンデンサＣ１及
びＣ２に並列に発生させる。これがため前記２つの各区
分は理想的な積分器として機能し、これにて９０°の移
相が成される。
Ａに結合させ、これにて前記信号Ａと基準電圧 Ｖｒｅ
ｆ との差を求めて、信号Ａの直流信号レベルを Ｖｒ
ｅｆ により決められた所望レベルに調整する。斯くし
てＬＡの出力端に得られる信号を自動振幅制御信号とし
てＴＣ３ 及びＴＣ４ の振幅制御入力端ＩＱに供給す
る。このようにして発振器出力端ＶＩ， ＶＱから振幅
制御入力端ＩＱへと振幅変化が負帰還され、この負帰還
の帰還帯は時定数がないために極めて広い。第１及び第
２の可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ１ 及びＴ
Ｃ２ の相互コンダクタンス（電圧−電流伝達係数）を
同調制御入力端ＩＴにおける同調制御信号 Ｉｔ によ
り変化させる。これは所望発振器周波数に対するループ
利得を１に調整する。この周波数でのループにおける移
相も３６０ °とするためには、２つの各区分ＴＣ１，
Ｒ１Ｃ１， ＴＣ３及びＴＣ２， Ｒ２Ｃ２， ＴＣ
４で９０°移相させる必要がある。これは、ＴＣ３ 及
びＴＣ４ で得られる負性抵抗の値が第１及び第２の並
列ＲＣフィルタＲ１Ｃ１及びＲ２Ｃ２の負荷抵抗Ｒ１及
びＲ２の抵抗値に等しくなるように可制御の第３及び第
４トランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ の
相互コンダクタンスを調整することにより達成される。 無限大の抵抗値（実際には、抵抗Ｒ１及びＲ２がない場
合に相当する） を第１及び第２負荷コンデンサＣ１及
びＣ２に並列に発生させる。これがため前記２つの各区
分は理想的な積分器として機能し、これにて９０°の移
相が成される。
【００１２】ループの再生状態では抵抗Ｒ１及びＲ２の
抵抗値が発振周波数に対して完全に補償され、従って抵
抗値が完全な値となり、即ち抵抗値が補償され、発振器
出力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号の振幅が増大す
る。この増大した発振器出力の振幅値は振幅検出回路Ａ
Ｄ及び平方根決定回路ＳＱＲＴを介して信号Ａに変換さ
れて、回路ＳＱＲＴの信号出力端に現われる。この信号
Ａが、基準電圧 Ｖｒｅｆ によって決められるしきい
値電圧以上となると、振幅制御信号 Ｉｑ の値は、こ
の制御信号値がトランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及
びＴＣ４ の相互コンダクタンスを下げるような値とな
る。この結果、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値補償が低下し
、即ち実効抵抗値が大きくなって、ループ利得が減衰す
るため、発振器の出力振幅は小さくなる。 この振幅減衰は、前記信号Ａが Ｖｒｅｆ によって決
められるしきい値電圧以下となり、且つトランスコンダ
クタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ の相互コンダクタン
スを振幅制御信号Ｉｑ の入力端ＩＱを介して調整して
、再び完全に抵抗補償されるようになるまで行われる。 従って、発振器出力端ＶＩ及びＶＱの振幅レベルは基準
電圧 Ｖｒｅｆ により調整可能な値の付近にて安定化
される。
抵抗値が発振周波数に対して完全に補償され、従って抵
抗値が完全な値となり、即ち抵抗値が補償され、発振器
出力端ＶＩ及びＶＱにおける発振器信号の振幅が増大す
る。この増大した発振器出力の振幅値は振幅検出回路Ａ
Ｄ及び平方根決定回路ＳＱＲＴを介して信号Ａに変換さ
れて、回路ＳＱＲＴの信号出力端に現われる。この信号
Ａが、基準電圧 Ｖｒｅｆ によって決められるしきい
値電圧以上となると、振幅制御信号 Ｉｑ の値は、こ
の制御信号値がトランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及
びＴＣ４ の相互コンダクタンスを下げるような値とな
る。この結果、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値補償が低下し
、即ち実効抵抗値が大きくなって、ループ利得が減衰す
るため、発振器の出力振幅は小さくなる。 この振幅減衰は、前記信号Ａが Ｖｒｅｆ によって決
められるしきい値電圧以下となり、且つトランスコンダ
クタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４ の相互コンダクタン
スを振幅制御信号Ｉｑ の入力端ＩＱを介して調整して
、再び完全に抵抗補償されるようになるまで行われる。 従って、発振器出力端ＶＩ及びＶＱの振幅レベルは基準
電圧 Ｖｒｅｆ により調整可能な値の付近にて安定化
される。
【００１３】回路ＳＱＲＴそのものは、振幅変動がＶＩ
， ＶＱからＴＣ３ 及びＴＣ４ への負帰還利得に及
ぼす影響を低下させるも、この回路ＳＱＲＴは本発明に
よる発振器回路の作動にとって必須のものではなく、こ
れは省くことができる。 インバータ回路ＩＮＶ はループ内の任意の位置に組込
むことができ、これをトランスコンダクタンス回路ＴＣ
１ 又はＴＣ２ と組合せることができ、又平衡形発振
器として実現する場合には、ループ内の適当な位置に信
号交差接続部を作ることによりこのインバータ回路を実
現することができる。図２は振幅検出回路を示し、この
回路では同相及び直角位相発振器出力端ＶＩ及びＶＱを
同期振幅検出器ＳＤＩ 及びＳＤＱ の各信号入力端と
、第１及び第２リミッタ回路ＬＩ及びＬＱをそれぞれ介
してＳＤＩ 及びＳＤＱ の各混合入力端に接続する。 ＳＤＩ 及びＳＤＱ の出力端に現われる混合信号を加
算回路Ｓにて加算する。混合信号は発振器信号の振幅を
表わす所望成分だけでなく、高次の成分も含んでいる。 所望発振器信号の振幅成分は加算回Ｓの出力端に配置し
た低域通過フィルタＬＰＦ にて選択される。
， ＶＱからＴＣ３ 及びＴＣ４ への負帰還利得に及
ぼす影響を低下させるも、この回路ＳＱＲＴは本発明に
よる発振器回路の作動にとって必須のものではなく、こ
れは省くことができる。 インバータ回路ＩＮＶ はループ内の任意の位置に組込
むことができ、これをトランスコンダクタンス回路ＴＣ
１ 又はＴＣ２ と組合せることができ、又平衡形発振
器として実現する場合には、ループ内の適当な位置に信
号交差接続部を作ることによりこのインバータ回路を実
現することができる。図２は振幅検出回路を示し、この
回路では同相及び直角位相発振器出力端ＶＩ及びＶＱを
同期振幅検出器ＳＤＩ 及びＳＤＱ の各信号入力端と
、第１及び第２リミッタ回路ＬＩ及びＬＱをそれぞれ介
してＳＤＩ 及びＳＤＱ の各混合入力端に接続する。 ＳＤＩ 及びＳＤＱ の出力端に現われる混合信号を加
算回路Ｓにて加算する。混合信号は発振器信号の振幅を
表わす所望成分だけでなく、高次の成分も含んでいる。 所望発振器信号の振幅成分は加算回Ｓの出力端に配置し
た低域通過フィルタＬＰＦ にて選択される。
【００１４】実際上、コンデンサＣ１及びＣ２により不
所望は高次成分が十分に抑圧される場合には低域通過フ
ィルタＬＰＦ を省くことができる。図３は本発明によ
る可制御発振器回路の実施例を示し、これは第１〜第８
トランジスタを具えている第１〜第４の可制御トランス
コンダクタンス回路と、各々が可制御電流源として機能
する第１〜第４電流源トランジスタＣＴ１〜ＣＴ４ と
でバイポーラ技法にて実現するのに特に好適である。ト
ランジスタＴ１とＴ２， Ｔ３とＴ４，Ｔ５とＴ６，Ｔ
７とＴ８の各エミッタは共通エミッタ− テイルにそれ
ぞれ接続する。斯くして得られる第１〜第４の差動対Ｔ
１， Ｔ２ ； Ｔ３， Ｔ４； Ｔ５， Ｔ６ 及び
Ｔ７， Ｔ８の各エミッタ− テイルに電流源トランジ
スタＣＴ２ 〜ＣＴ４ をそれぞれ組込む。
所望は高次成分が十分に抑圧される場合には低域通過フ
ィルタＬＰＦ を省くことができる。図３は本発明によ
る可制御発振器回路の実施例を示し、これは第１〜第８
トランジスタを具えている第１〜第４の可制御トランス
コンダクタンス回路と、各々が可制御電流源として機能
する第１〜第４電流源トランジスタＣＴ１〜ＣＴ４ と
でバイポーラ技法にて実現するのに特に好適である。ト
ランジスタＴ１とＴ２， Ｔ３とＴ４，Ｔ５とＴ６，Ｔ
７とＴ８の各エミッタは共通エミッタ− テイルにそれ
ぞれ接続する。斯くして得られる第１〜第４の差動対Ｔ
１， Ｔ２ ； Ｔ３， Ｔ４； Ｔ５， Ｔ６ 及び
Ｔ７， Ｔ８の各エミッタ− テイルに電流源トランジ
スタＣＴ２ 〜ＣＴ４ をそれぞれ組込む。
【００１５】電流源トランジスタＣＴ１ 〜ＣＴ４ と
組合せた前記第１〜第４差動対は図１の第１〜第４の可
制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ１ 〜ＴＣ４ を
実現する。電流源トランジスタＣＴ１ とＣＴ２ 及び
ＣＴ３ とＣＴ４ は、ダイオードとしてそれぞれ機能
する入力制御トランジスタＤ１及びＤ２を有する第１及
び第２の可制御電流ミラー回路の出力トランジスタであ
る。トランジスタＴ１〜Ｔ４のコレクタは第１〜第４の
相対的に等しい負荷抵抗ＲＣ１ 〜ＲＣ４ をそれぞれ
介して供給電圧点に接続する。トランジスタＴ１〜Ｔ４
のコレクタは平衡のとれた同相及び直角位相の発振器出
力端ＶＩ及びＶＱをそれぞれ構成する。トランジスタＴ
１のコレクタとトランジスタＴ２のコレクタとの間及び
トランジスタＴ３のコレクタとトランジスタＴ４のコレ
クタとの間には第１キャパシタンスＣ１及び第２キャパ
シタンスＣ２をそれぞれ配置する。トランジスタＴ３，
Ｔ４， Ｔ２及びＴ１の各コレクタはトランジスタＴ１
〜Ｔ４のベースにそれぞれ結合させる。このコレクタ−
ベースの相互結合により第１と第２トランスコンダク
タンス回路ＴＣ１ とＴＣ２ の縦続回路の負帰還路を
構成する。
組合せた前記第１〜第４差動対は図１の第１〜第４の可
制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ１ 〜ＴＣ４ を
実現する。電流源トランジスタＣＴ１ とＣＴ２ 及び
ＣＴ３ とＣＴ４ は、ダイオードとしてそれぞれ機能
する入力制御トランジスタＤ１及びＤ２を有する第１及
び第２の可制御電流ミラー回路の出力トランジスタであ
る。トランジスタＴ１〜Ｔ４のコレクタは第１〜第４の
相対的に等しい負荷抵抗ＲＣ１ 〜ＲＣ４ をそれぞれ
介して供給電圧点に接続する。トランジスタＴ１〜Ｔ４
のコレクタは平衡のとれた同相及び直角位相の発振器出
力端ＶＩ及びＶＱをそれぞれ構成する。トランジスタＴ
１のコレクタとトランジスタＴ２のコレクタとの間及び
トランジスタＴ３のコレクタとトランジスタＴ４のコレ
クタとの間には第１キャパシタンスＣ１及び第２キャパ
シタンスＣ２をそれぞれ配置する。トランジスタＴ３，
Ｔ４， Ｔ２及びＴ１の各コレクタはトランジスタＴ１
〜Ｔ４のベースにそれぞれ結合させる。このコレクタ−
ベースの相互結合により第１と第２トランスコンダク
タンス回路ＴＣ１ とＴＣ２ の縦続回路の負帰還路を
構成する。
【００１６】第３及び第４トランスコンダクタンス回路
ＴＣ３ 及びＴＣ４ は出力端から入力端へと正帰還さ
れ、これらの回路は第１及び第２トランスコンダクタン
ス回路の出力端に接続される。その理由は、トランジス
タＴ５〜Ｔ８のコレクタをトランジスタＴ６， Ｔ５，
Ｔ８及びＴ７のベースに接続し、且つトラジスタＴ１
〜Ｔ４のコレクタをトランジスタＴ５〜Ｔ８のベースに
それぞれ接続するからである。これらの第３及び第４の
可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４
の各々は負抵抗を構成し、この抵抗は振幅制御電流
Ｉｑ によって電流源ＣＴ３ 及び ＣＴ４の電流を制
御することにより制御することができる。
ＴＣ３ 及びＴＣ４ は出力端から入力端へと正帰還さ
れ、これらの回路は第１及び第２トランスコンダクタン
ス回路の出力端に接続される。その理由は、トランジス
タＴ５〜Ｔ８のコレクタをトランジスタＴ６， Ｔ５，
Ｔ８及びＴ７のベースに接続し、且つトラジスタＴ１
〜Ｔ４のコレクタをトランジスタＴ５〜Ｔ８のベースに
それぞれ接続するからである。これらの第３及び第４の
可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ３ 及びＴＣ４
の各々は負抵抗を構成し、この抵抗は振幅制御電流
Ｉｑ によって電流源ＣＴ３ 及び ＣＴ４の電流を制
御することにより制御することができる。
【００１７】平衡発振器出力端ＶＩ及びＶＱは、振幅制
御信号電流 Ｉｑ をレベル調整回路ＬＡを介して前記
第２電流ミラー回路の制御入力端に供給する振幅検出回
路ＡＤの第１及び第２平衡同期振幅検出器（図示せず）
に接続する。
御信号電流 Ｉｑ をレベル調整回路ＬＡを介して前記
第２電流ミラー回路の制御入力端に供給する振幅検出回
路ＡＤの第１及び第２平衡同期振幅検出器（図示せず）
に接続する。
【００１８】実際上、同調周波数ＦＲが次式を満足する
ことが認められる。 ここに、ＶＴは約２５ｍＶの熱電位であり、 Ｉｔ は
電流源トランジスタ ＣＴ１及び ＣＴ２の電流であり
、ＣはコンデンサＣ１及びＣ２のキャパシタンスである
。
ことが認められる。 ここに、ＶＴは約２５ｍＶの熱電位であり、 Ｉｔ は
電流源トランジスタ ＣＴ１及び ＣＴ２の電流であり
、ＣはコンデンサＣ１及びＣ２のキャパシタンスである
。
【００１９】低発振周波数から高発振周波数への同調は
同調制御電流 Ｉｔを大きくすることにより行われる。 従って、この場合にはトランジスタＴ１， Ｔ２ 及び
Ｔ３， Ｔ４の入力抵抗ｒ０が低下する。高発振周波数
から低発振周波数への同調は上述した場合とは逆とする
。発振器回路における減衰は、トランジスタＴ１， Ｔ
２及びＴ３， Ｔ４の入力抵抗と、負荷抵抗 ＲＣ１〜
ＲＣ４ とより実質上決定される。制御電流Ｉｑ を正
しく調整することによって、前述した正抵抗ｒ０及び
ＲＣ１〜ＲＣ４ が、負抵抗として機能する第３及び第
４のトランスコンダクタンス回路 ＴＣ３及びＴＣ４
により完全に補償されるため、完全な抵抗補償又は減衰
低下が起こる。この場合に発振器回路は再生状態にある
。制御電流 Ｉｑ は同調制御電流 Ｉｔ に応じて振
幅検出回路ＡＤ及びレベル調整回路ＬＡを経る負帰還に
より、発振器回路を再生状態に持たらすと共に比較的大
きな周波数制御範囲の周波数に対してこの状態に維持し
得るように変化する。
同調制御電流 Ｉｔを大きくすることにより行われる。 従って、この場合にはトランジスタＴ１， Ｔ２ 及び
Ｔ３， Ｔ４の入力抵抗ｒ０が低下する。高発振周波数
から低発振周波数への同調は上述した場合とは逆とする
。発振器回路における減衰は、トランジスタＴ１， Ｔ
２及びＴ３， Ｔ４の入力抵抗と、負荷抵抗 ＲＣ１〜
ＲＣ４ とより実質上決定される。制御電流Ｉｑ を正
しく調整することによって、前述した正抵抗ｒ０及び
ＲＣ１〜ＲＣ４ が、負抵抗として機能する第３及び第
４のトランスコンダクタンス回路 ＴＣ３及びＴＣ４
により完全に補償されるため、完全な抵抗補償又は減衰
低下が起こる。この場合に発振器回路は再生状態にある
。制御電流 Ｉｑ は同調制御電流 Ｉｔ に応じて振
幅検出回路ＡＤ及びレベル調整回路ＬＡを経る負帰還に
より、発振器回路を再生状態に持たらすと共に比較的大
きな周波数制御範囲の周波数に対してこの状態に維持し
得るように変化する。
【００２０】前記負帰還は上述した作用と同時に、発振
器出力端ＶＩ及びＶＱに現れる同相及び直角位相発振器
信号を所望レベルにて安定化させることができる。振幅
検出回路ＡＤを正しく設計し、且つ１つの固定値の発振
器信号振幅しか所望しない場合には、レベル調整回路Ｌ
Ａを省くことができることは明らかである。
器出力端ＶＩ及びＶＱに現れる同相及び直角位相発振器
信号を所望レベルにて安定化させることができる。振幅
検出回路ＡＤを正しく設計し、且つ１つの固定値の発振
器信号振幅しか所望しない場合には、レベル調整回路Ｌ
Ａを省くことができることは明らかである。
【図１】本発明による可制御発振器回路の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明による可制御発振器回路に使用する振幅
検出回路の好適例を示すブロック図である。
検出回路の好適例を示すブロック図である。
【図３】本発明による可制御発振器回路の集積化可能な
第１実施例を示す回路図である。
第１実施例を示す回路図である。
ＴＣ１ 第１可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ
２ 第２可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ３
第３可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ４ 第
４可制御トランスコンダクタンス回路Ｒ１， Ｒ２
負荷抵抗 Ｃ１， Ｃ２ 負荷コンデンサ ＩＮＶ インバータ回路 ＶＩ 同相出力端 ＶＱ 直角位相出力端 ＩＴ 同調制御入力端 ＩＱ 振幅制御入力端 ＡＤ 振幅検出回路 ＬＡ レベル調整回路 ＳＤＩ， ＳＤＱ 同期振幅検出器Ｓ 加算
回路 ＳＱＲＴ 平方根決定回路 ＬＩ， ＬＱ リミッタ回路 ＬＰＦ 低域通過フィルタ
２ 第２可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ３
第３可制御トランスコンダクタンス回路ＴＣ４ 第
４可制御トランスコンダクタンス回路Ｒ１， Ｒ２
負荷抵抗 Ｃ１， Ｃ２ 負荷コンデンサ ＩＮＶ インバータ回路 ＶＩ 同相出力端 ＶＱ 直角位相出力端 ＩＴ 同調制御入力端 ＩＱ 振幅制御入力端 ＡＤ 振幅検出回路 ＬＡ レベル調整回路 ＳＤＩ， ＳＤＱ 同期振幅検出器Ｓ 加算
回路 ＳＱＲＴ 平方根決定回路 ＬＩ， ＬＱ リミッタ回路 ＬＰＦ 低域通過フィルタ
Claims (7)
- 【請求項１】 各区分が可制御利得及び発振周波数で
９０°の移相を有する第１と第２区分の縦続回路を内蔵
する再生ループと、発振器回路の出力端と前記両区分の
少なくとも一方の制御入力端との間に結合される振幅検
出回路とを具えている可制御発振器回路において、前記
２つの区分を相対的にほぼ同一構成とし、且つ前記第１
及び第２区分が第１及び第２可制御トランスコンダクタ
ンス回路をそれぞれ具え、これらのトランスコンダクタ
ンス回路の出力端を、出力端から入力端へと正帰還され
る第３及び第４可制御トランスコンダクタンス回路に結
合させると共に、第１及び第２並列ＲＣフィルタと、前
記第２及び第１可制御トランスコンダクタンス回路の入
力端にもそれぞれ結合させ、前記第１及び第２トランス
コンダクタンス回路の制御入力端を同調制御入力端に結
合させ、且つ前記第１及び第２トランスコンダクタンス
回路の少なくとも一方の出力端を振幅検出回路を介して
前記第３及び第４トランスコンダクタンス回路の制御入
力端に結合させたことを特徴とする可制御発振器回路。 - 【請求項２】 前記振幅検出回路と前記第３及び第４
可制御トランスコンダクタンス回路との間に、前記振幅
検出回路の出力信号の直流レベルを基準レベルに調整す
るレベル調整回路を配置したことを特徴とする請求項１
の可制御発振器回路。 - 【請求項３】 前記第１及び第２トランスコンダクタ
ンス回路の出力端を発振器回路の同相及び直角位相の出
力端に接続すると共に、これらの同相及び直角位相出力
端における信号の振幅を同期をとって検出するために前
記振幅検出回路の第１及び第２同期振幅検出器の入力端
にそれぞれ結合させ、前記２つの同期振幅検出器を加算
回路に結合させて、前記第１及び第２同期振幅検出器の
出力信号を互いに加算するようにしたことを特徴とする
請求項１又は２の可制御発振器回路。 - 【請求項４】 前記第１及び第２同期振幅検出器の各
々が信号入力端と信号混合入力端とを有し、第１及び第
２同期振幅検出器の前記２つづつの入力端を前記同相及
び直角位相出力端にそれぞれ共通に結合させたことを特
徴とする請求項３の可制御発振器回路。 - 【請求項５】 前記加算回路を、この回路からの入力
信号の振幅値から平方根を求める回路に結合させたこと
を特徴とする請求項４の可制御発振器回路。 - 【請求項６】 前記第１及び第２同期振幅検出器の各
々が信号入力端及び信号混合入力端を有し、前記同相出
力端を第１リミッタ回路を介して前記第１同期振幅検出
器の信号入力端と信号混合入力端との双方に結合させ、
且つ前記直角位相出力端を第２リミッタ回路を介して前
記第２同期振幅検出器の信号入力端と信号混合入力端と
の双方に結合させ、前記加算回路を低域通過フィルタに
結合させたことを特徴とする請求項３の可制御発振器回
路。 - 【請求項７】 前記第１及び第２トランスコンダクタ
ンス回路が第１及び第２差動対をそれぞれ具え、これら
の第１及び第２差動対が、共通エミッタテイルに第１及
び第２電流源トランジスタを併合している第１と第２及
び第３と第４のエミッタ−結合トランジスタを具えてお
り、前記２つの電流源トランジスタを、前記第１及び第
２トランスコンダクタンス回路の相互コンダクタンスを
制御するための同調制御入力端における同調制御電流に
より制御可能とし、前記第１〜第４トランジスタの各コ
レクタを第１〜第４負荷抵抗を介して供給電圧点に接続
すると共に、前記第４、第３、第１及び第２トランジス
タのベースにもそれぞれ結合させ、前記第１トランジス
タのコレクタと第２トランジスタのコレクタとの間及び
前記第３トランジスタのコレクタと第４トランジスタの
コレクタとの間に第１及び第２コンデンサをそれぞれ配
置し、前記第１と第２トランジスタのコレクタ及び第３
と第４トランジスタのコレクタをそれぞれ平衡−同相出
力端及び平衡−直角位相出力端にそれぞれ接続し、且つ
前記第３及び第４トランスコンダクタンス回路が、共通
エミッタテイルに第３及び第４電流源トランジスタを併
合している第５と第６及び第７と第８のエミッタテイル
−結合トランジスタを有する第３及び第４差動対を具え
、前記２つの電流源トランジスタを、前記第３及び第４
トランスコンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制
御するために可制御とし、前記第５〜第８トランジスタ
のベースを前記第１〜第４トランジスタのコレクタにそ
れぞれ結合させ、前記第３及び第４差動対のトランジス
タをベースからコレクタへ帰還させ、前記平衡−同相及
び直角位相出力端を前記振幅検出回路の前記第１及び第
２同期振幅検出器に結合させ、前記加算回路を他のトラ
ンスコンダクタンス回路を介して前記第３及び第４電流
源トランジスタの制御入力端に結合させたことを特徴と
する請求項２〜５のいずれかに記載の可制御発振器回路
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9000944 | 1990-04-20 | ||
| NL9000944A NL9000944A (nl) | 1990-04-20 | 1990-04-20 | Regelbare oscillatorschakeling. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04297110A true JPH04297110A (ja) | 1992-10-21 |
Family
ID=19856971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3113785A Pending JPH04297110A (ja) | 1990-04-20 | 1991-04-19 | 可制御発振器回路 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093635A (ja) |
| EP (1) | EP0453035B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04297110A (ja) |
| KR (1) | KR910019314A (ja) |
| AT (1) | ATE108585T1 (ja) |
| DE (1) | DE69102809T2 (ja) |
| DK (1) | DK0453035T3 (ja) |
| ES (1) | ES2060282T3 (ja) |
| MY (1) | MY107908A (ja) |
| NL (1) | NL9000944A (ja) |
Families Citing this family (5)
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|---|---|---|---|---|
| CN1068470C (zh) * | 1997-01-07 | 2001-07-11 | 佑华微电子股份有限公司 | 可自动选用内、外振荡电阻的单晶片振荡产生器 |
| EP1342314A1 (en) * | 2000-11-30 | 2003-09-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Multi-phase lc oscillator |
| EP1251633A1 (en) * | 2001-04-20 | 2002-10-23 | Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV | Controllable oscillator |
| WO2003017487A1 (en) * | 2001-08-16 | 2003-02-27 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Ring oscillator stage |
| WO2017120234A1 (en) * | 2016-01-05 | 2017-07-13 | The Trustees Of Dartmouth College | Fast amplitude detector and automatic gain control |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1406438A (en) * | 1972-01-04 | 1975-09-17 | Marconi Co Ltd | Oscillators |
| US3936773A (en) * | 1974-10-17 | 1976-02-03 | Taylor C. Fletcher | Two-phase quadrature voltage-controlled sine-wave oscillator |
| US4145670A (en) * | 1977-07-05 | 1979-03-20 | Bode Harald E W | Multiphase signal oscillator |
| NL8802916A (nl) * | 1988-11-28 | 1990-06-18 | Philips Nv | Regelbare kwadratuuroscillator. |
| US4994763A (en) * | 1989-11-13 | 1991-02-19 | Chen Haw Renn | Universal voltage-controlled multivibrator |
-
1990
- 1990-04-20 NL NL9000944A patent/NL9000944A/nl not_active Application Discontinuation
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1991
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