JPH0391306A

JPH0391306A - 増幅器

Info

Publication number: JPH0391306A
Application number: JP2222652A
Authority: JP
Inventors: Gilles J J Chevallier; ジル　ジャン　ジャック　シェバリエ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-08-25
Filing date: 1990-08-27
Publication date: 1991-04-16
Also published as: EP0414328B1; EP0414328A1; DE69015734T2; DE69015734D1; US5072194A; FR2651389A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は第１入力端および第２入力側並びに第１出力側
および第２出力側を有する差動段を具え、これら第１入
力端および第２入力端を第１コンデンサおよび第２コン
デンサを経て第１入力端子および第２入力端子にそれぞ
れ結合し、前記第１出力側および第２出力側を第１出力
端子および第２出力端子にそれぞれ結合し、前記内入力
端子を第１フィードバック抵抗および第２フイードパ・
ツク抵抗を経て前記両出力端子に結合する差動増幅器に
関するものである。

（従来の技術）この種増幅器は本出願人が１９８８年１２月６日に出願
したフランス國特許出願第８８１５９５８号明細書に記
載されている。このフランス國特許出願では、増幅器を
破壊する差動段の出力は所定の周波数の電流源Ｉ。とじ
て作用し、この差動段に並列に並列自己容量型フィルタ
Ｌ。、　ＣＯを配列する。増幅器の一方の入力側に直列
に配列された２個のコンデンサＣおよびＣ′によってフ
ィルタ作用を妨害することなく、直流成分を除去すると
ともに増幅器の入力側に僅かな無効部分を得るようにす
る。

（発明が解決しようとする課題）これらコンデンサＣおよびＣ′の値は電流源Ｉ。

に並列なインピーダンスの値に依存する。フィルタの場
合にはこのインピーダンスの値が小さすぎてフィルタを
妨害しない。抵抗性インピーダンスの場合には、かかる
インピーダンスの値が小さすぎると電流結合が不充分と
なる。

本発明の目的は直流分を良好に除去し、しかも、電流源
■。に並列なインピーダンスの値に対しその機能が臨界
的とならない容量結合を行う増幅器を提供せんとするに
ある。

（課題を解決するための手段）この目的のため、本発明は第１入力端および第２入力側
並びに第１出力側および第２出力側を有する差動段を具
え、これら第１入力端および第２入力端を第１コンデン
サおよび第２コンデンサを経て第１入力端子および第２
入力端子にそれぞれ結合し、前記第１出力側および第２
出力側を第１出力端子および第２出力端子にそれぞれ結
合し、前記内入力端子を第１フィードバック抵抗および
第２フィードバック抵抗を経て前記両出力端子に結合す
る差動増幅器において、前記内入力端子および両出力端
子間にそれぞれ前記第１フィードバック抵抗および第２
フィードバック抵抗に直列に第３コンデンサおよび第４
コンデンサを配列するようにしたことを特徴とする。

本発明増幅器によれば広範な相互インピーダンス、即ち
、従来よりも電流源のインピーダンスＺ５に僅かに依存
する出力電圧■、および電流源の電流Ｉ。間の比を有す
るようにすることができる。

本発明の１例では、前記差動段はカスコード型とし、か
つ、第１トランジスタおよび第２トランジスタを具え、
これらトランジスタはそのエミッタを第１電流源および
第２電流源にそれぞれ結合するとともに第３抵抗により
互いに結合し、そのコレクタを給電端子にそれぞれ結合
された第４抵抗および第５抵抗に直列にそれぞれ結合さ
れた第３トランジスタおよび第４トランジスタのコレク
ターエミッタ通路により構成された能動負荷に結合し得
るようにする。

また、第５トランジスタおよび第６トランジスタを具え
、これらトランジスタは、そのベースをそれぞれ前記第
３トランジスタおよび第４トランジスタのコレクタに結
合し、そのエミッタを前記第１フィードバック抵抗およ
び第２フイードバンク抵抗に結合し、そのコレクタを前
記基準電圧端子に結合し得るようにする。

入力レベルがシフトするのを少なくとも部分的に補償す
るためには、前記第１抵抗および第３コンデンサ間の接
続点と前記第１トランジスタのベスとの間に配列された
第６抵抗と、前記第２抵抗および第４コンデンサ間の接
続点と前記第２トランジスタのベースとの間に配列され
た第７抵抗とを具えるようにする。

本発明の好適な例では、前記第１、第２、第３および第
４コンデンサの各々の値を適宜定めて増幅器の差動入力
インピーダンスの無効部分が増幅器の全動作周波数範囲
においてインピーダンスの１５％を越えないようにする
。

（実施例）図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図に示す本発明増幅器は２個のトランジスタＴ１お
よびＩ２を具え、これにより差動対を構成し、これらト
ランジスタは、そのエミッタを抵抗Ｒ１２を経て相互接
続し、そのベースによって増幅器の入力部Ｅ１およびＲ
２をそれぞれ構成する。２つの電流源■１およびＩ２を
　トランジスタＴ１およびＩ２のエミッタにそれぞれ接
続する。抵抗Ｒ１２によって差動段の直線性を改善する
。

２つのトランジスタＴ３およびＩ４はその集積回路の大
きさをトランジスタＴ１およびＩ２よりも大きくし、ト
ランジスタＴ１およびＩ２と相俟ってカスコード配置を
形成する。トランジスタＴ３およびＩ４はそのベースを
相互接続して、これに基準電位Ｖ　ｖ　ｅ　Ｉ　ｌを供
給するとともにそのコレクタをそれぞれ抵抗Ｒ３および
Ｒ４を経て電圧供給源に接続し、更に、そのエミッタを
それぞれトランジスタＴ１およびＩ２のコレクタに接続
する。

増幅器の増幅率Ａは次式で示す論理値を有する。

増幅器の入力側Ｅ１およびＲ２は、電流源として作動し
、本質的に自己インピーダンスではなく、抵抗Ｒ３およ
び例えば寄生容量に相当する２つのコンデンサＣＩＧお
よびＣ’ｌＧで表わされるインピーダンスを有する段の
出力側に接続する。電流源Ｉ　１１をコンデンサＣ３お
よびＣ／１を経て入力側Ｅ１およびＲ２に接続するとと
もにコンデンサＣ２およびＣ／２を経て負のフィードバ
ック抵抗に接続する。

第２ａ図、第２ｂ図および第３図に示すように、この２
重容量性結合によって相互インピーダンス増幅器への電
流Ｉ。の伝送を改善することができる。

第２ａ図は上記フランス国特許出願第８８１５９５８号
明細書に記載された回路の場合を示す。この場合には固
有インピーダンスｚｏを有する電流源Ｉ。

は並列共振回路り。、ｃｏ（例えばミキサの出力段）に
相当する。（抵抗Ｒ５１およびＲ６１を経て負帰還され
た入力インピーダンスＲ１を有する増幅器Ａによって表
わされる）差動段の入力側への結合は各々が抵抗および
コンデンサＲＸＣおよびＲ′、Ｃ′（例えば、Ｃ＝　Ｃ
＝　２５ｐＦ）をそれぞれ具える２つの直列配置によっ
て行う。

共振時には、接続点ＡおよびＢ間の差動インピーダンス
をＺ　Ａｌｌとし、インピーダンスＺ。がインピーダン
スＺ　Ａｎ以上になるものとすると、次式が成立する。

ｉ′＝Ｉ。

第２ｂ図の場合には、共振回路はもはや存在しなくなり
、電流源は差動コンデンサＣ５および抵抗Ｒ１に並列と
なり、次式が成立する。

上記結合は既知の解決策を用いることによって、即ち、
直列コンデンサＣおよびＣ′によって仮定０的に行うことができ、これらコンデンサを経て見た電流
源Ｉ。は差動インピーダンスＺ　Ａ’　１１’　となる
。

増幅器に到達する電流１′はコンデンサＣおよびＣ′の
値に依存するようになり、次式か成文する。

ｉ’　　　　　　　　Ｚ、　＋　　ＺＡ’　　＋　Ｚ＋
＋’ｊＣω ＪＣ′ω ここにＺ、は次式の通りであり、ＲｏＲ８は例えば前段のトランジスタのバイアス抵抗値の和
に相当する差動抵抗である。各抵抗の埴を８００Ωとす
ると、Ｒ、＝　１６００Ωとなる。

実際上、抵抗Ｉり、の仙はインピーダンスＺ１．（第２
ａ図）よりも著しく低い（例えばＺ。＝４０にΩ）。

比ｔ　／　Ｉ　ｏをできるだけ１に近付けるためには、
項ＺＡ’１１’および２つの容量項を過小評価する必要
がある。項ＺＡ’Ｂ’を減少すると、増幅器の電圧増幅
率Ａの値が増大する。この項を概算すると、次式％式％この項ＺＡ’１１’は、増幅率Ａを最大値とすることに
より許容し得る直線性および正しい安定性と両立させて
減少させることができる。一般に、項ＺＡ′８′はイン
ピーダンスＺ、（モジュール）よりも著しく小さく、左
柱影響を受けない。

２つの容量項の値を減少させることによってコンデンサ
の値を増大させる必要があり、これは特に集積回路に対
しては著しい欠点となる。その理由は充分に広い表面積
を必要とするからである。

第２ｂ図に示すように、コンデンサＣおよびＣ′の値を
計算して、電流ｉ。を充分に低い損失で伝送するものと
すると、これを無視することができる。

第１の概算によれば、コンデンサＣ３は口答影響を与え
ない。

従って次式が成立する。

５ここに、Ｒｓ’　＝Ｒｈ　＋　ＺＡ′１１’（ｍ　Ｚ　
２　＋の相互インピーダンスの増幅器では、これは出力
電圧Ｖ、に対しある損失で変換される。

この出力電圧は、結合コンデンサを省略するものとする
場合に得ることができ、コンデンサＣおよびＣ′が存在
し、従ってＶ’Ｓ＜Ｖｈ、Ｖ’ｓとなり、これは前述し
た所と同様の電流に対し得られる出力電圧である。これ
がため、次式が成立する。

Ｖ、Ｉｏｌ＋　α Ｒ３− 相互インピダンスＺ２□は次式で示す条件によりＲ，に等しくなる。

Ｒ即ち、１よりも著しく大きくなる。

容量性インピダンスおよび抵抗性インピーダンス間を所定の比にとする場合には、次式が成立する。

ｖ′。

Ｒ３Ｃ２ω２ここに抵抗Ｒ８の値が常時相互インピダンスの値に影響を与え、従って、容量結合を抵抗Ｒｓの特定値４の関数として設計する必要がある。

第３図に示すように、本発明によれば、直列容量結合（
コンデンサＣおよびＣ’）の代わりに、直接結合を行う
ため、コンデンサｃ、、ｃ’、およびコンデンサＣ２、
Ｃ′２が増幅器に導入されるようになる。

コンデンサＣ２およびＣ／２は電流源■。と増幅器の入
力側Ｅ１およびＣ２との間で、負フィードバックの帰還
点Ａ′およびＢ′の下流に配列する。即ち、これらコン
デンサＣ２およびＣ′２は増幅器の負帰還回路において
、それぞれ抵抗Ｒ５１およびＲ６１に直列に配列し、従
って、Ｒ，＝　２Ｒｓ＋−２Ｒｓ＋となる。

従って、これら抵抗には電流■。の一部がもはや流れな
くなる。

これに対し、出力電圧Ｖ、に影響を与える負帰還ループ
に配列するため、コンデンサＣＨ、Ｃ’　Ｉ　、Ｃ２お
よびＣ／２が存在するようになる。

増幅器の相互固有インピーダンスＺ′２．は次式％式％（）］次式が成立するものとすると、６ αを得る式は簡単化され、次に示すようになる。

比に′がコンデンサＣｌ５Ｃ’ｌおよびＣ２、Ｃ′２と
同一の値を有すると云う条件の場合にはα前述した所と
同様の値となり次式が成立する。

およびに＝に’の場合には前述した所（第３図）と同様の結果
が得られる。即ち、コンデンサによって前述した所と同
様に出力電圧の値を減少させることができる。

従って、総相互インピーダンスＺ′２、の値は次式％式
％ α）１の場合ニハ、Ｚ′２．’　　ｔ：　Ｚ　、’　　
＝−Ｒ＋トナル。その理由はα、）１であり、抵抗Ｒ５
の値が相互インピーダンスに口答影響を与えないからで
ある。

この結果から明らかなように、抵抗Ｒｓの値の大きな範
囲でＣ１）１の場合と同一の結果で作動する増幅器を設
計することができる。

この結果はコンデンサの総合値を低くし得るようにする
。

第２ｂ図の場合にはコンデンサの総合値Ｃ７は次式％式
％従って次式が得られる。

１８と大きくなる。第１図の場合には抵抗Ｒ５の値か同一の
場合コンデンサＣ′ の値は次式で示すようになる。

Ｃ／。

Ｃ′７゜＋Ｃ’Ｌ２又、ここにＲ１およびＲ２は電流源■１およびＩ２を構成する抵抗
であり、ｈはトランジスタの電流増幅率である。

抵抗をＲ４ｎ２Ｒｓのように表わすものとすると、次式が得られる
。

ｌＲｓ比を同一の特性に対し同一に保持する場合には次式が得
られる。

ｎ【２次いで次式が得られる。

Ｃｔ　　　　　　Ｃｔ　　　　　　ｎ１ｎ２＋ｎ、　　　　　Ｒ２ｎが１以上になると、更に本発明による解決策によって
、抵抗Ｒ３が等しい従来の場合に比べてコンデンサの値
に対し表面区域の利得を得ることができる。ｎの値は抵
抗Ｒ３が小さくなればなるほど大きくなる。換言すれば
、低い内部抵抗の電流源で用いる場合には、本発明は従
来の解決策に対しコンデンサの総合表面区域を減少させ
ることができる。

数値例ｈ＝７０Ｒ，＝　１００Ω Ｒ１２＝　Ｒ２＝　２９０Ω Ｒｓ＋＝　Ｒ５２＝　１５にΩ ＲＬ＝　２Ｒｓ＋”　２Ｒ６＋＝　５８４０Ωｎ、＝３
．１　　ｒ＋ｚ＝３．６　　ｎ＝１．６６実際上、コン
デンサの総合値の改良係数を大きくすることもできる。

その理由は、抵抗Ｒ５１およびＲ５□の値か何等の困難
もなく高い値に選定し得るため、項αが以前よりも高い
増幅器を用いることができるからである。これがため、
開放回路ａＲ，における相互インピーダンスの値を高く
することができ、これはコンデンサの値を減少させるこ
と（ｋの値を増大する）により僅かに減少させるように
なる。

従って次式が得られるようになる。

ｎ、ｎ、＋　ｎ、。

ここにｎ。〉１（実際には↓、５程度）である。

前述した数値例の場合にはｎ＝１．５の際にｎ＝２とな
１った。

第４図は本発明増幅器、特に中間周波（Ｆ　Ｉ）増幅器
、即ち、テレビジョンのミキサから発生する信号を増幅
するための相互インピーダンス増幅器の好適な例を示す
。第４図において、第１図に関連する素子（トランジス
タＴ１〜Ｔ４、抵抗Ｒ１□、Ｒ３およびＲ４）には同一
の符号を付して示す。電流源■１およびＩ２はトランジ
スタＴ１およびＩ２のそれぞれのエミッタと共通モード
端子との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１およびＲ２に
よって構成する。これら抵抗Ｒ１およびＲ２は増幅段の
増幅率に寄与するとともにこの場合前述した式において
Ｒ１２をＲ′１２に置換える必要があり、従って、次式
％式％また、電流源■３およびＩ４は電圧供給源■、とトラン
ジスタＴ、およびＩ２のそれぞれコレクタとの間にそれ
ぞれ接続された抵抗Ｒ１３およびＲ１４によっ２て構成する。

基準電圧は、慣例のように供給電圧源■１．および電流
源Ｔ２３（Ｒ２３）間に直列に接続されトランジスタ（
Ｔ２０．Ｔ２１、Ｔ２２）に関連する一辿の抵抗（Ｒ２
０、Ｒ２１、Ｒ２２）から発生させ、これらトランジス
タのエミッターコレクタ通路を直列に接続し、そのベー
スを抵抗Ｒ２ｏおよびＲ２１、Ｒ２，およびＲ２□並び
にＲ２２およびＲ２３間の接続点にそれぞれ接続する。

これがため、■、、、１１をトランジスタＴ２＋のエミ
ッタにに供給する。

更に、相互インピーダンス増幅器を得るために、負帰還
を与えるようにする。この場合にはトランジスタＴ５お
よびＩ６（任意に）はそれぞれトランジスタＴ３および
Ｉ４のコレクタからエミッタフォロワとして配列し、こ
の目的のために、そのヘスをそれぞれトランジスタＴ３
および′Ｉ゛４のコレクタに接続する。トランジスタＴ
５およびＩ６のコレクタを相互接続するとともに共通の
抵抗Ｒ５６を経て供給電圧源Ｖ１．に接続し、そのエミ
ッタをそれぞれ電流源（ＴＩｏ、Ｊｏ）および（Ｔ１１
、Ｒ１１）に接続し、この目的のために、トランジスタ
Ｔ、。およびＴ１、のベースに基準電位■、。１２を供
給する。また、トランジスタＴＩＯおよびＴｌ＋のベー
スをトランジスタＴ２２のエミッタおよびトランジスタ
Ｔ２３のベースに接続する。負帰還は、抵抗Ｒ５１をコ
ンデンサＣ２およびトランジスタＴ５のエミッタに直列
に接続するとともに抵抗Ｒ６１をコンデンサＣ／２およ
びトランジスタＴ６のエミッタに接続することにより得
る。更に、抵抗Ｒ５２およびＲ６２はそれぞれトランジ
スタＴ１およびＴ２のベースと、共通モード端子との間
に配列して抵抗Ｒ５，およびＲ６１により電圧推移を行
い得るようにする。

この目的のため、相互差動インピーダンスＺ２、は次式
で示す値を有するようにする（Ｒ５１＝Ｒｅ＋およびＲ
５２Ｒ６２）　０Ｒｘ　Ａｖ２Ｒ５゜ＲＸ＋　２Ｒ５２Ｒ５、α ２１ｘＡｖｌ＋　α １＋Ｒｘ　＋　２Ｒ１゜ここにここにＺｌは差動トランジスタ対（ＴＩ、Ｔ２）の入力
インピーダンス、ＡＶは差動段の電圧増幅率である。

α’＞＞　１とすると、インピーダンスＺ２．の値は２
Ｒ５、となる。

インピーダンスＺ　２１を特定し、抵抗Ｒ５１を限定的
に選択する場合には抵抗Ｒ１およびＲ２を流れる電流Ｉ
は差動段の直線性を確実とするように決める５ことができる（例えば、Ｉ＝１．５ｍＡ）。

電流源Ｉ３およびＩ４（抵抗Ｒ１３およびＲ１４）を用
いる場合にはその作動条件は次式に示すようになる。

ｖ２〉Ｖ３ｖ、＋　　ｖ２＋　　１’ｎ＋５＋　　Ｒ３Ｉ’＜　　
Ｔ１゜ここに、Ｖｌは抵抗Ｒ５２の両端における静電位
差、■２は抵抗Ｒ５１＋Ｒ５３の両端における静電位差
、■３は出力信号（例えばトランジスタＴ５のエミッタ
における）の最大振幅の１７２、Ｉ′は抵抗Ｒ３および
Ｒ４を流れる静電流、■□、５はトランジスタＴ５およ
びＩ６のベース−エミッタ電圧（０，７Ｖ）である。

増幅器ＦＩのフィルタは、その２つの出力部Ｓ１および
Ｓ２間に接続された並列回路ＬＣによって構成する。こ
れら出力をそれぞれ抵抗Ｒ１４およびＲ１５を経てトラ
ンジスタＴ５およびＩ６のエミッタに接続する。

前記ミキサ段は抵抗Ｒ３および各々が接地端子を有する
２つのコンデンサＣＨＩおよびＣ’ＩＯに並列の電流源
Ｉ。とじて表わす。電流源Ｉ。はそれぞ６れ直列抵抗Ｃ１およびＣ′１を経て前記入力部Ｅ１およ
びＣ２に接続する。コンデンサＣ１およびＣ′１を集積
化しようとする場合には、その値をできるだけ小さくす
る必要があるとともに増幅器に対し負帰還となる入力部
における小さな容量性部分と両立するようにする必要が
ある。

電流源Ｉ。は直列接続の抵抗Ｒ５１およびコンデンサＣ
２に接続するとともに直列接続の抵抗Ｒ６゜およびコン
デンサＣ′２にも接続する。抵抗Ｒ５・、およびＲＨは
、抵抗Ｒ５１およびＲ５２に直列に配置するとともに抵
抗Ｒ６１およびＲ６４にも直列に配置するのが有利であ
る。この値を適宜選択して、入力レベルの推移を補正し
得るようにする。これがため、入力レベルはこれら推移
を補正するに充分小さくする必要があるとともに増幅器
の負帰還に影響を与えない程度に充分大きくする必要が
ある。

即ち、抵抗Ｒ５３およびＲ６３の値は抵抗Ｒ５１および
Ｒ６１の値の数倍の大きさとする必要がある。

例えばその数値例は以下に示す通りである。

Ｒｓ＋＝　Ｒｓ＋　＝　３にΩ　Ｒ５３＝Ｒ６３＝　ｌ
ＯｋΩＲ５２＝　　Ｒ６２＝　　１５にΩ　　Ｒ，＝　
　Ｃ２二　３００ΩＲＩ２＝　１００Ω　Ｒｓ＝　Ｒ４
＝　３にΩ　Ａニア０実際上、寄生素子を考慮に入れる
場合には、増幅率は上述した所定の論理値より小さく（
従って、Ａ″−４０）なる。

更に、抵抗Ｒ５２およびＲ６□は有利である。その理由
は、これら抵抗が静的な観点から電位を決めるからであ
り、従って、次式が得られるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明増幅器の１例を示す回路図、第２ａ図は
フランス國特許出願第８８１５９５８号明細書に記載さ
れた回路の等価回路図第２ｂ図は本発明に生じる問題を説明する回路図、第３図は本発明増幅器に相当する回路図、第４図は本発
明増幅器の好適な例を示す回路図である。１ｏ、Ｉｔ、Ｉ２　・・・　電流源、Ｔ　Ｉ−Ｉ６、Ｔ
　ｌＯ％Ｔ　ＩＩ、Ｔ　２Ｏ−Ｉ２３　　・・・　トラ
ンジスタＲＩ−Ｒ４、Ｒｏｏ、Ｒ１１、Ｒ２ｏ−Ｒ２３
、Ｒ５，〜Ｒ５３、Ｒ６〜ＲＨ・・・　抵抗Ｃ１、Ｃ２、Ｃ′１、Ｃ′２、Ｃｌｏ％ｃ’　Ｉｌｌ　
・−コンデンサＥｌ、Ｃ２・・・　入力部Ａ　・・・　増幅率Ｚ　・・・　インピーダンス９（イ）〉ゴコハ１

Claims

【特許請求の範囲】１、第１入力側および第２入力側並びに第１出力側およ
び第２出力側を有する差動段を具え、これら第１入力側
および第２入力側を第１コンデンサおよび第２コンデン
サを経て第１入力端子および第２入力端子にそれぞれ結
合し、前記第１出力側および第２出力側を第１出力端子
および第２出力端子にそれぞれ結合し、前記両入力端子
を第１フィードバック抵抗および第２フィードバック抵
抗を経て前記両出力端子に結合する差動増幅器において
、前記両入力端子および両出力端子間にそれぞれ前記第
１フィードバック抵抗および第２フィードバック抵抗に
直列に第３コンデンサおよび第４コンデンサを配列する
ようにしたことを特徴とする増幅器。２、前記差動段はカスコード型とし、かつ、第１トラン
ジスタおよび第２トランジスタを具え、これらトランジ
スタはそのエミッタを第１電流源および第２電流源にそ
れぞれ結合するとともに第３抵抗により互いに結合し、
そのコレクタを給電端子にそれぞれ結合された第４抵抗
および第５抵抗に直列にそれぞれ結合された第３トラン
ジスタおよび第４トランジスタのコレクターエミッタ通
路により構成された能動負荷に結合するようにしたこと
を特徴とする請求項１に記載の増幅器。３、第５トランジスタおよび第６トランジスタを具え、
これらトランジスタは、そのベースをそれぞれ前記第３
トランジスタおよび第４トランジスタのコレクタに結合
し、そのエミッタを前記第１フィードバック抵抗および
第２フィードバック抵抗に結合し、そのコレクタを前記
基準電圧端子に結合するようにしたことを特徴とする請
求項２に記載の増幅器。４、前記第１抵抗および第３コンデンサ間の接続点と前
記第１トランジスタのベースとの間に配列された第６抵
抗と、前記第２抵抗および第４コンデンサ間の接続点と
前記第２トランジスタのベースとの間に配列された第７
抵抗とを具えることを特徴とする請求項２または３に記
載の増幅器。５、前記第１、第２、第３および第４コンデンサの各々
の値を適宜定めて増幅器の差動入力インピーダンスの無
効部分が増幅器の全動作周波数範囲においてインピーダ
ンスの１５％を越えないようにしたことを特徴とする請
求項１、２、３または４に記載の増幅器。６、第１トランジスタのベースおよび他方の給電端子間
に配列された抵抗と、第２トランジスタのベースおよび
他方の給電端子間に配列された抵抗とを具えることを特
徴とする請求項２、３、４または５に記載の増幅器。