JPH03123210A - ２段縦続差動増幅器 - Google Patents
２段縦続差動増幅器Info
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- JPH03123210A JPH03123210A JP1261477A JP26147789A JPH03123210A JP H03123210 A JPH03123210 A JP H03123210A JP 1261477 A JP1261477 A JP 1261477A JP 26147789 A JP26147789 A JP 26147789A JP H03123210 A JPH03123210 A JP H03123210A
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 14
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 12
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 12
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45601—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more passive resistors by feedback
-
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-
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、ＴＶ／ＶＴＲのチューナ、モジュレータあ
るいはＣＡＴＶコンバータ等の高周波増幅等に用いて好
適な２段縦続差動増幅器に関する。
るいはＣＡＴＶコンバータ等の高周波増幅等に用いて好
適な２段縦続差動増幅器に関する。
「従来の技術」
（１）従来技術の構成
第３図は、Ｔ Ｖ／Ｖ Ｔ Ｉ’（のチューナ等に用い
られる従来の高周波増幅用差動増幅器の構成を示す回路
図である。図において、トランジスタＱ１、Ｑ２は前段
の差動増幅器を構成しており、これらトランジスタＱｌ
、Ｑ２の各ベースが入力端子１２に各々接続されている
。トランジスタＱ３および抵抗Ｒ５は、定電流源回路を
構成しており、トランジスタＱＩ Ｑ２の共通エミッタ
と接地間に介挿されている。また、電源端子７と接地間
に抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に介挿されており、抵抗Ｒ１と
Ｒ２の接続点からトランジスタＱｌにベースバイアス電
圧が供給される。同様に、抵抗Ｒ３とＲ４とが電源端子
７と接地間に直列に介挿され、これらの接続点からトラ
ンジスタＱ２にベースバイアス電圧が供給される。また
、トランジスタＱ１１Ｑ２の各コレクタは、各々抵抗Ｒ
６、Ｒ９を介して電源端子７に接続されている。
られる従来の高周波増幅用差動増幅器の構成を示す回路
図である。図において、トランジスタＱ１、Ｑ２は前段
の差動増幅器を構成しており、これらトランジスタＱｌ
、Ｑ２の各ベースが入力端子１２に各々接続されている
。トランジスタＱ３および抵抗Ｒ５は、定電流源回路を
構成しており、トランジスタＱＩ Ｑ２の共通エミッタ
と接地間に介挿されている。また、電源端子７と接地間
に抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に介挿されており、抵抗Ｒ１と
Ｒ２の接続点からトランジスタＱｌにベースバイアス電
圧が供給される。同様に、抵抗Ｒ３とＲ４とが電源端子
７と接地間に直列に介挿され、これらの接続点からトラ
ンジスタＱ２にベースバイアス電圧が供給される。また
、トランジスタＱ１１Ｑ２の各コレクタは、各々抵抗Ｒ
６、Ｒ９を介して電源端子７に接続されている。
次に、トランジスタＱ４、Ｑ５は後段の差動増幅器を構
成しており、それぞれのベースがトランジスタＱｌ、Ｑ
２のコレクタに接続されている。
成しており、それぞれのベースがトランジスタＱｌ、Ｑ
２のコレクタに接続されている。
また、トランジスタＱ６と抵抗ＲＩＯとが定電流源回路
を構成しており、トランジスタＱ４、Ｑ５の共通エミッ
タと接地間とに接続されている。トランジスタＱ４、Ｑ
５のコレクタは、各々抵抗Ｒ７とＲ８を介して電源端子
７に接続されている。
を構成しており、トランジスタＱ４、Ｑ５の共通エミッ
タと接地間とに接続されている。トランジスタＱ４、Ｑ
５のコレクタは、各々抵抗Ｒ７とＲ８を介して電源端子
７に接続されている。
以上の接続関係から明らかなように、上述の回路は、入
力端子１．２を入力とし、トランジスタＱ１とＱ２のコ
レクタを出力とするトランジスタＱ１．Ｑ２．Ｑ３と、
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、Ｒ６，Ｒ９とから成る前
段差動増幅器と、トランジスタＱ４とＱ５のベースを人
力とし、トランジスタＱ４とＱ５のコレクタを出力とす
るトランジスタＱ４．Ｑ５．Ｑ６と、抵抗Ｒ６，Ｒ７゜
Ｒ８，Ｒ９，ＲＩＯとから成る後段差動増幅器の２段縦
続接続の差動増幅器を構成する。
力端子１．２を入力とし、トランジスタＱ１とＱ２のコ
レクタを出力とするトランジスタＱ１．Ｑ２．Ｑ３と、
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、Ｒ６，Ｒ９とから成る前
段差動増幅器と、トランジスタＱ４とＱ５のベースを人
力とし、トランジスタＱ４とＱ５のコレクタを出力とす
るトランジスタＱ４．Ｑ５．Ｑ６と、抵抗Ｒ６，Ｒ７゜
Ｒ８，Ｒ９，ＲＩＯとから成る後段差動増幅器の２段縦
続接続の差動増幅器を構成する。
（２）動作説明
次に、上記回路の動作を説明する。
まず、電源Ｖｃｃが投入されると、抵抗Ｒ１゜Ｒ２の接
続点および抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点には、各々電圧Ｖｃ
ｃを分圧した電圧が得られる。この電圧はトランジスタ
Ｑ１のベースおよびトランジスタＱ２のベースにそれぞ
れ印加される。また、トランジスタＱ１のコレクタには
電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ６を介して印加され、トランジスタ
Ｑ２のコレクタには電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ９を介して印加
される。いま、トランジスタＱ１とＱ２の特性が等しく
、かつ、ベースバイアス電圧が等しければ、トランジス
タＱ１とＱ２の各エミッタ電流は等しくなり、その値は
トランジスタＱ３のコレクタ電流のｌ／２となる。ここ
で、トランジスタＱ３は定電流源回路を構成しているた
めそのコレクタ電流は一定であり、この電流値は、端子
５に加えられる電圧Ｖｂｌ（任意の定電圧）と抵抗Ｒ５
の抵抗値によって一義的に定まる。
続点および抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点には、各々電圧Ｖｃ
ｃを分圧した電圧が得られる。この電圧はトランジスタ
Ｑ１のベースおよびトランジスタＱ２のベースにそれぞ
れ印加される。また、トランジスタＱ１のコレクタには
電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ６を介して印加され、トランジスタ
Ｑ２のコレクタには電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ９を介して印加
される。いま、トランジスタＱ１とＱ２の特性が等しく
、かつ、ベースバイアス電圧が等しければ、トランジス
タＱ１とＱ２の各エミッタ電流は等しくなり、その値は
トランジスタＱ３のコレクタ電流のｌ／２となる。ここ
で、トランジスタＱ３は定電流源回路を構成しているた
めそのコレクタ電流は一定であり、この電流値は、端子
５に加えられる電圧Ｖｂｌ（任意の定電圧）と抵抗Ｒ５
の抵抗値によって一義的に定まる。
一方、トランジスタＱ４とＱ５のベースには電圧Ｖｃｃ
がそれぞれ抵抗Ｒ６とＲ９を介して加えられている。こ
こで、抵抗Ｒ６とＲ９の値が等しければトランジスタＱ
ｌとＱ２の直流コレクタ電流が等しくなり、抵抗Ｒ６と
Ｒ９の電圧降下は等しくなる。したがって、トランジス
タＱ４とＱ５のベースバイアス電圧は互いに等しくなり
、その大きさは電圧Ｖｃｃに対し抵抗Ｒ６とＲ９の電圧
降下分だけ低い値になる。また、トランジスタＱ４、Ｑ
５の各コレクタには電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ７、Ｒ８を各々
介して印加されている。ここで、トランジスタＱ４とＱ
５の特性が等しければ、これらのエミッタ電流も等しく
なり、その電流値はトランジスタＱ６のコレクタ電流の
１／２になる。ここで、トランジスタＱ６は定電流源回
路を構成しているためそのコレクタ電流は一定であり、
この電流値は、端子６に加えられる電圧Ｖｂ２（任意の
定電圧）と抵抗ＲＩＯの抵抗値によって一義的に定まる
。
がそれぞれ抵抗Ｒ６とＲ９を介して加えられている。こ
こで、抵抗Ｒ６とＲ９の値が等しければトランジスタＱ
ｌとＱ２の直流コレクタ電流が等しくなり、抵抗Ｒ６と
Ｒ９の電圧降下は等しくなる。したがって、トランジス
タＱ４とＱ５のベースバイアス電圧は互いに等しくなり
、その大きさは電圧Ｖｃｃに対し抵抗Ｒ６とＲ９の電圧
降下分だけ低い値になる。また、トランジスタＱ４、Ｑ
５の各コレクタには電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ７、Ｒ８を各々
介して印加されている。ここで、トランジスタＱ４とＱ
５の特性が等しければ、これらのエミッタ電流も等しく
なり、その電流値はトランジスタＱ６のコレクタ電流の
１／２になる。ここで、トランジスタＱ６は定電流源回
路を構成しているためそのコレクタ電流は一定であり、
この電流値は、端子６に加えられる電圧Ｖｂ２（任意の
定電圧）と抵抗ＲＩＯの抵抗値によって一義的に定まる
。
以上のような直流動作状態において端子１．２に平衡高
周波信号が入力されると、トランジスタＱｌとＱ２のベ
ースには互いに逆位相電圧が加わる。この結果、トラン
ジスタＱ１のベース電圧が上昇してそのエミッタ電流が
増加し、これにより、トランジスタＱ２のベース電圧が
下降してそのエミッタ電流が減少する。逆に、トランジ
スタＱ２のベース電圧が上昇してそのエミッタ電流が増
加すると、トランジスタＱｌのベース電圧が下降してそ
のエミッタ電流が減少する。そして、上述の各動作にお
いて、トランジスタＱｌとＱ２のエミッタ電流の和はト
ランジスタＱ３による定電流源回路の作用により常に一
定になるので、トランジスタＱｌとＱ２のエミッタには
互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振
幅の等しい電流が流れる。従って、トランジスタＱｌと
Ｑ２のコレクタ電流も互いに逆位相になり、トランジス
タＱｌとＱ２のコレクタからは、増幅された平衡高周波
信号が出力される。
周波信号が入力されると、トランジスタＱｌとＱ２のベ
ースには互いに逆位相電圧が加わる。この結果、トラン
ジスタＱ１のベース電圧が上昇してそのエミッタ電流が
増加し、これにより、トランジスタＱ２のベース電圧が
下降してそのエミッタ電流が減少する。逆に、トランジ
スタＱ２のベース電圧が上昇してそのエミッタ電流が増
加すると、トランジスタＱｌのベース電圧が下降してそ
のエミッタ電流が減少する。そして、上述の各動作にお
いて、トランジスタＱｌとＱ２のエミッタ電流の和はト
ランジスタＱ３による定電流源回路の作用により常に一
定になるので、トランジスタＱｌとＱ２のエミッタには
互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振
幅の等しい電流が流れる。従って、トランジスタＱｌと
Ｑ２のコレクタ電流も互いに逆位相になり、トランジス
タＱｌとＱ２のコレクタからは、増幅された平衡高周波
信号が出力される。
次に、トランジスタＱ４とＱ５のベースには前段差動増
幅器のトランジスタＱｌとＱ２のコレクタから増幅され
た平衡高周波信号が入力される。
幅器のトランジスタＱｌとＱ２のコレクタから増幅され
た平衡高周波信号が入力される。
これにより、トランジスタＱ４とＱ５のベースには逆位
相電圧が加わる。この結果、トランジスタＱ４のベース
電圧が上昇してそのエミッタ電流が増加すると、トラン
ジスタＱ５のベース電圧が下降してそのエミッタ電流が
紘少し、逆に、トランジスタＱ５のベース電圧が上昇し
てそのエミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ４の
ベース電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。こ
のとき、トランジスタＱ４とＱ５のエミッタ電流の和は
トランジスタＱ６による定電流源回路の作用により常に
一定になるのでトランジスタＱ４とＱ５のエミッタには
互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振
幅の等しい電流が流れる。
相電圧が加わる。この結果、トランジスタＱ４のベース
電圧が上昇してそのエミッタ電流が増加すると、トラン
ジスタＱ５のベース電圧が下降してそのエミッタ電流が
紘少し、逆に、トランジスタＱ５のベース電圧が上昇し
てそのエミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ４の
ベース電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。こ
のとき、トランジスタＱ４とＱ５のエミッタ電流の和は
トランジスタＱ６による定電流源回路の作用により常に
一定になるのでトランジスタＱ４とＱ５のエミッタには
互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振
幅の等しい電流が流れる。
従って、トランジスタＱ４とＱ５のコレクタ電流も互い
に逆位相となり、トランジスタＱ４とＱ５のコレクタか
らは、更に増幅された平衡高周波信号が出力される。
に逆位相となり、トランジスタＱ４とＱ５のコレクタか
らは、更に増幅された平衡高周波信号が出力される。
「発明が解決しようとする課題」
ところで、上述した従来回路には、次のような欠点があ
った。
った。
■差動増幅器の各段に定電流源回路が必要であるため、
回路が複雑になる。
回路が複雑になる。
■前段増幅器と後段増幅器に別々に動作電流が流れるた
め、消費電流が大きく電源が大型になる。
め、消費電流が大きく電源が大型になる。
また、これに伴い発熱量が大きい。
さらに、増幅器の歪み特性を良くする方法の一つとして
トランジスタの動作電流を増加する必要かあり、このよ
うな動作電流増加を行うと上述した発熱の問題は一層顕
著になった。特にＩＣや■７ＳＩの場合は、高密度集積
のため蓄熱し易く、発熱の処理が難しいという問題を生
じる。
トランジスタの動作電流を増加する必要かあり、このよ
うな動作電流増加を行うと上述した発熱の問題は一層顕
著になった。特にＩＣや■７ＳＩの場合は、高密度集積
のため蓄熱し易く、発熱の処理が難しいという問題を生
じる。
■回路の全電流を前段、後段２つの増幅器に分けるため
、電源容量をよほど大きくしない限り、各増幅器の歪特
性を最良にする動作電流が十分には得られない。したが
って、歪み特性が悪い。
、電源容量をよほど大きくしない限り、各増幅器の歪特
性を最良にする動作電流が十分には得られない。したが
って、歪み特性が悪い。
この発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、回
路構成が簡単で、発熱を押えることができ、かつ、歪特
性が良好な２段縦続差動増幅器を提供することを目的と
している。
路構成が簡単で、発熱を押えることができ、かつ、歪特
性が良好な２段縦続差動増幅器を提供することを目的と
している。
「課題を解決するための手段」
この発明は、上記課題を解決するために、前段差動増幅
器を構成するとともにエミッタが共通接続された第１、
第２のトランジスタと、後段差動増幅器を構成するとと
もにエミッタが共通接続された第３、第４のトランジス
タと、第１のトランジスタのコレクタと第３のトランジ
スタのベースとの間に介挿される第１のコンデンサと、
第２のトランジスタのコレクタと第４のトランジスタの
ベースとの間に介挿される第２のコンデンサと、前記第
１１第２のトランジスタの共通エミッタと接地間に介挿
される定電流源回路と、第１、第２のトランジスタの各
コレクタ間に直列に介挿される第１、第２のインピーダ
ンス回路とを具備し、前記第３、第４のトランジスタの
共通エミッタと前記第１、第２のインピーダンス回路の
接続点とを接続したことを特徴としている。
器を構成するとともにエミッタが共通接続された第１、
第２のトランジスタと、後段差動増幅器を構成するとと
もにエミッタが共通接続された第３、第４のトランジス
タと、第１のトランジスタのコレクタと第３のトランジ
スタのベースとの間に介挿される第１のコンデンサと、
第２のトランジスタのコレクタと第４のトランジスタの
ベースとの間に介挿される第２のコンデンサと、前記第
１１第２のトランジスタの共通エミッタと接地間に介挿
される定電流源回路と、第１、第２のトランジスタの各
コレクタ間に直列に介挿される第１、第２のインピーダ
ンス回路とを具備し、前記第３、第４のトランジスタの
共通エミッタと前記第１、第２のインピーダンス回路の
接続点とを接続したことを特徴としている。
「作用」
第３のトランジスタ、第１のトランジスタおよび低電流
源回路からなる第１の電流径路と、第４のトランジスタ
、第２のトランジスタおよび低電流源回路からなる第２
の電流径路ができ、各トランジスタの特性および動作条
件を等しくすることにより、各電流径路を流れる電流の
値を等しくすることができる。これにより、前段増幅回
路に入力された平衡高周波信号が、その平衡関係をくず
すことなく前段および後段増幅回路によって順次増幅さ
れる。
源回路からなる第１の電流径路と、第４のトランジスタ
、第２のトランジスタおよび低電流源回路からなる第２
の電流径路ができ、各トランジスタの特性および動作条
件を等しくすることにより、各電流径路を流れる電流の
値を等しくすることができる。これにより、前段増幅回
路に入力された平衡高周波信号が、その平衡関係をくず
すことなく前段および後段増幅回路によって順次増幅さ
れる。
また、第３、第４のトランジスタの各エミッタには逆位
相の電流が流れるため、これらの交流成分が相殺される
。この結果、エミッタの接続点、すなわち、第１１第２
のインピーダンス回路の接続点は、等測的に高周波的に
接地されることになる。したがって、第１１第２のトラ
ンジスタの各コレクタが各々第１１第２のインピーダン
ス回路を介して高周波的に接地されることになる。そし
て、第１、第２のトランジスタの各コレクタには、増幅
された平衡高周波信号が得られ、この平衡高周波信号が
第１１第２のコンデンサを介して第３、第４のトランジ
スタのベースに供給される。すなわち、前段増幅回路と
後段増幅回路とが第１．第２のコンデンサおよび第１１
第２のインピーダンス回路によって結合される。
相の電流が流れるため、これらの交流成分が相殺される
。この結果、エミッタの接続点、すなわち、第１１第２
のインピーダンス回路の接続点は、等測的に高周波的に
接地されることになる。したがって、第１１第２のトラ
ンジスタの各コレクタが各々第１１第２のインピーダン
ス回路を介して高周波的に接地されることになる。そし
て、第１、第２のトランジスタの各コレクタには、増幅
された平衡高周波信号が得られ、この平衡高周波信号が
第１１第２のコンデンサを介して第３、第４のトランジ
スタのベースに供給される。すなわち、前段増幅回路と
後段増幅回路とが第１．第２のコンデンサおよび第１１
第２のインピーダンス回路によって結合される。
「実施例」
以下、図面を参照してこの発明の実施例について説明す
る。
る。
（１）実施例の構成
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。なお、前述した第３図の各部と対応する部分には同
一の符号を付け、その説明を省略する。
る。なお、前述した第３図の各部と対応する部分には同
一の符号を付け、その説明を省略する。
この実施例が前述した従来回路と異なる点は以下の通り
である。
である。
■抵抗Ｒ１と電源端子７との間、および抵抗Ｒ３と電源
端子７との間に抵抗Ｒ１３，Ｒ１４が各々介挿されてい
る。これにより、電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ２，Ｒ１，Ｒ１３
によって分圧され、この分圧された電圧がトランジスタ
Ｑｌ、Ｑ４のベースバイアス電圧になる。同様に抵抗Ｒ
４，Ｒ３，Ｒ１４による分圧電圧がトランジスタＱ２．
Ｑ５のベースバイアス電圧になる。
端子７との間に抵抗Ｒ１３，Ｒ１４が各々介挿されてい
る。これにより、電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ２，Ｒ１，Ｒ１３
によって分圧され、この分圧された電圧がトランジスタ
Ｑｌ、Ｑ４のベースバイアス電圧になる。同様に抵抗Ｒ
４，Ｒ３，Ｒ１４による分圧電圧がトランジスタＱ２．
Ｑ５のベースバイアス電圧になる。
■トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ４のベ
ースとの間に結合コンデンサＣＩか介挿され、トランジ
スタＱ２のコレクタとトランジスタＱ５のベースとの間
に結合コンデンサＣ２が介挿されている。また０、トラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタ間にインピーダンス回路
Ｚｌ、Ｚ２が直列に介挿され、これらインピーダンス回
路Ｚｌ。
ースとの間に結合コンデンサＣＩか介挿され、トランジ
スタＱ２のコレクタとトランジスタＱ５のベースとの間
に結合コンデンサＣ２が介挿されている。また０、トラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタ間にインピーダンス回路
Ｚｌ、Ｚ２が直列に介挿され、これらインピーダンス回
路Ｚｌ。
Ｚ２の接続点がトランジスタＱ４．Ｑ５の共通エミッタ
に接続されている。インピーダンス回路Ｚ１、Ｚ２は、
特性が等しい直流通過型回路であり、代表的な例を第２
図（＋）〜（８）に示す。第２図において、Ｒは抵抗、
Ｃはコンデンサ、Ｌはコイルを示し、また、ａは分布定
数線路を示している。
に接続されている。インピーダンス回路Ｚ１、Ｚ２は、
特性が等しい直流通過型回路であり、代表的な例を第２
図（＋）〜（８）に示す。第２図において、Ｒは抵抗、
Ｃはコンデンサ、Ｌはコイルを示し、また、ａは分布定
数線路を示している。
以上が本実施例と従来回路との相違点である。
そして、この実施例の構成は、トランジスタＱｌ。
Ｑ２．Ｑ３および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４゜Ｒ１３
，Ｒ１４から成る前段差動増幅器（入力端子１．２が入
力、トランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタが出力）と、ト
ランジスタＱ４．Ｑ５および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ１３、Ｒ１４から成る後段差動増幅
器（トランジスタＱ４．Ｑ５のベースが人力、同トラン
ジスタのコレクタが出力）と、前段差動増幅器の出力端
と後段差動増幅器の入力端の間に挿入される結合コンデ
ンサＣｌＳＣ２およびインピーダンス回路Ｚ１、Ｚ２か
ら成る結合回路とに大別でき、これらによる２段縦続接
続の差動増幅器となっていることが判る。
，Ｒ１４から成る前段差動増幅器（入力端子１．２が入
力、トランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタが出力）と、ト
ランジスタＱ４．Ｑ５および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ１３、Ｒ１４から成る後段差動増幅
器（トランジスタＱ４．Ｑ５のベースが人力、同トラン
ジスタのコレクタが出力）と、前段差動増幅器の出力端
と後段差動増幅器の入力端の間に挿入される結合コンデ
ンサＣｌＳＣ２およびインピーダンス回路Ｚ１、Ｚ２か
ら成る結合回路とに大別でき、これらによる２段縦続接
続の差動増幅器となっていることが判る。
（２）実施例の動作
次に、上記構成による実施例の動作について説明する。
まず最初に、各トランジスタの動作電流について説明す
る。
る。
トランジスタＱ４とＱ５のベースバイアス電圧およびト
ランジスタＱｌとＱ２のベースバイアス電圧が等しくな
るように、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１３および抵抗Ｒ３，Ｒ
４，ＲＩ４の値が設定しであると、トランジスタＱ１．
Ｑ２．Ｑ４．Ｑ５には等しいベース電流が流れる。ここ
で、電流の径路を考えてみると、抵抗Ｒ７−トランジス
タＱ４→インピーダンス回路Ｚｌ→トランジスタＱ１→
トランジスタＱ３なる第１の径路と、抵抗Ｒ８→トラン
ジスタＱ５→インピーダンス回路Ｚ２−トランジスタＱ
２−トランノスタＱ３なる第２の径路とがある。そして
、トランジスタＱ１とＱ２およびトランジスタＱ４とＱ
５の特性が等しければ、トランジスタＱ３が定電流源回
路を構成するから、上記第１の径路を流れる電流と、第
２の径路を流れる電流の値は等しくなり、その大きさは
トランジスタＱ３のコレクタ電流の１／２となる。
ランジスタＱｌとＱ２のベースバイアス電圧が等しくな
るように、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１３および抵抗Ｒ３，Ｒ
４，ＲＩ４の値が設定しであると、トランジスタＱ１．
Ｑ２．Ｑ４．Ｑ５には等しいベース電流が流れる。ここ
で、電流の径路を考えてみると、抵抗Ｒ７−トランジス
タＱ４→インピーダンス回路Ｚｌ→トランジスタＱ１→
トランジスタＱ３なる第１の径路と、抵抗Ｒ８→トラン
ジスタＱ５→インピーダンス回路Ｚ２−トランジスタＱ
２−トランノスタＱ３なる第２の径路とがある。そして
、トランジスタＱ１とＱ２およびトランジスタＱ４とＱ
５の特性が等しければ、トランジスタＱ３が定電流源回
路を構成するから、上記第１の径路を流れる電流と、第
２の径路を流れる電流の値は等しくなり、その大きさは
トランジスタＱ３のコレクタ電流の１／２となる。
以上の直流動作状態において、端子１．２に平衡高周波
信号が入力されると、前段差動増幅器のトランジスタＱ
ｌとＱ２のベースには互いに逆位相電圧が加わる。した
がって、トランジスタＱ１のベース電圧が上昇してその
エミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ２のベース
電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。逆に、ト
ランジスタＱ２のベース電圧が上昇してそのエミッタ電
流が増加すると、トランジスタＱ１のベース電圧が下降
してそのエミッタ電流が減少する。
信号が入力されると、前段差動増幅器のトランジスタＱ
ｌとＱ２のベースには互いに逆位相電圧が加わる。した
がって、トランジスタＱ１のベース電圧が上昇してその
エミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ２のベース
電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。逆に、ト
ランジスタＱ２のベース電圧が上昇してそのエミッタ電
流が増加すると、トランジスタＱ１のベース電圧が下降
してそのエミッタ電流が減少する。
このとき、トランジスタＱｌとＣ２のエミッタ電流の和
はトランジスタＱ３による定電流源回路の作用により常
に一定になるので、トランジスタＱ１とＣ２のエミッタ
には互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電
流振幅の等しい電流が流れる。従って、トランジスタＱ
１とＣ２のコレクタ電流も互いに逆位相になり、これら
のコレクタからは増幅された平衡高周波信号が出力され
る。
はトランジスタＱ３による定電流源回路の作用により常
に一定になるので、トランジスタＱ１とＣ２のエミッタ
には互いに１８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電
流振幅の等しい電流が流れる。従って、トランジスタＱ
１とＣ２のコレクタ電流も互いに逆位相になり、これら
のコレクタからは増幅された平衡高周波信号が出力され
る。
そして、前段差動増幅器で増幅された平衡高周波信号は
結合コンデンサＣｔと０２を介して後段差動増幅器のト
ランジスタＱ４とＣ５のベースに人力される。この結果
、トランジスタＱ４とＣ５のベースには互いに逆位相の
電圧が加わるので、トランジスタＱ４のベース電圧が上
昇してそのエミッタ電流が増加するとトランジスタＱ５
のベース電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。
結合コンデンサＣｔと０２を介して後段差動増幅器のト
ランジスタＱ４とＣ５のベースに人力される。この結果
、トランジスタＱ４とＣ５のベースには互いに逆位相の
電圧が加わるので、トランジスタＱ４のベース電圧が上
昇してそのエミッタ電流が増加するとトランジスタＱ５
のベース電圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。
逆に、トランジスタＱ５のベース電圧が上昇してそのエ
ミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ４のベース電
圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。このとき、
トランジスタＱ４とＣ５のエミッタ電流の和はトランジ
スタＱ３による定電流源回路の作用により常に一定にな
るのでトランジスタＱ４とＣ５のエミッタには互いに１
８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振幅の等し
い電流が流れる。従って、トランジスタＱ４とＣ５のコ
レクタ電流も互いに逆位相となり、これらのコレクタか
らは、更に増幅された平衡高周波信号が出力され、この
平行高周波信号が端子３，４から出力される。
ミッタ電流が増加すると、トランジスタＱ４のベース電
圧が下降してそのエミッタ電流が減少する。このとき、
トランジスタＱ４とＣ５のエミッタ電流の和はトランジ
スタＱ３による定電流源回路の作用により常に一定にな
るのでトランジスタＱ４とＣ５のエミッタには互いに１
８０度位相差（逆位相）を持ち、かつ、電流振幅の等し
い電流が流れる。従って、トランジスタＱ４とＣ５のコ
レクタ電流も互いに逆位相となり、これらのコレクタか
らは、更に増幅された平衡高周波信号が出力され、この
平行高周波信号が端子３，４から出力される。
ここで、前段差動増幅器と後段差動増幅器の結合につい
て考察する。まず、トランジスタＱ４とＣ５のエミッタ
には、上述したように、互いに１８０度位相差（逆位相
）を持ち、かつ、電流振幅の等しい電流が流れる。した
がって、Ａ点においては高周波電流が相殺され、直流電
流のみが流れることになる。すなわち、インピーダンス
回路Ｚ１、Ｚ２．結合コンデンサＣＩ、Ｃ２で構成され
る結合回路においては、Ａ点が高周波的に接地点とみな
せる。これにより、トランジスタＱ１とＣ２のコレクタ
はそれぞれ高周波的にはインピーダンス回路ＺｌとＺ２
を介して接地されることになり、トランジスタＱｌとＣ
２の各コレクタに高周波出力信号が得られる。この出力
信号は、結合コンデンサＣＩと０２を介して後段差動増
幅器のトランジスタＱ４とＣ５の各ベースに入力され、
これにより、前段差動増幅器と後段差動増幅器が結合さ
れる。
て考察する。まず、トランジスタＱ４とＣ５のエミッタ
には、上述したように、互いに１８０度位相差（逆位相
）を持ち、かつ、電流振幅の等しい電流が流れる。した
がって、Ａ点においては高周波電流が相殺され、直流電
流のみが流れることになる。すなわち、インピーダンス
回路Ｚ１、Ｚ２．結合コンデンサＣＩ、Ｃ２で構成され
る結合回路においては、Ａ点が高周波的に接地点とみな
せる。これにより、トランジスタＱ１とＣ２のコレクタ
はそれぞれ高周波的にはインピーダンス回路ＺｌとＺ２
を介して接地されることになり、トランジスタＱｌとＣ
２の各コレクタに高周波出力信号が得られる。この出力
信号は、結合コンデンサＣＩと０２を介して後段差動増
幅器のトランジスタＱ４とＣ５の各ベースに入力され、
これにより、前段差動増幅器と後段差動増幅器が結合さ
れる。
また、上記回路における動作電流の径路は、前述した第
１および第２の２つの径路となり、各径路においては前
段と後段に各増幅器において動作電流が共用されている
。したがって、低電流源回路は前段用に１個にみ設けら
れる構成になっている。
１および第２の２つの径路となり、各径路においては前
段と後段に各増幅器において動作電流が共用されている
。したがって、低電流源回路は前段用に１個にみ設けら
れる構成になっている。
なお、上記回路においては、結合コンデンサＣ１、Ｃ２
およびインピーダンス回路Ｚｌ、Ｚ２の定数を等しくす
るという条件の下に、増幅器の平衡性をくずす事なくこ
れらの定数を適当に選び、利得、周波数特性および歪み
特性等を適切に設定することができる。
およびインピーダンス回路Ｚｌ、Ｚ２の定数を等しくす
るという条件の下に、増幅器の平衡性をくずす事なくこ
れらの定数を適当に選び、利得、周波数特性および歪み
特性等を適切に設定することができる。
「発明の効果」
以上説明したようにこの発明によれば、以下の効果を得
ることができる。
ることができる。
■定電流源回路が１個で済むため回路構成が単純になる
。
。
■動作電流の共用化により、消費電流が低減し、これに
より、発熱が少なくそのための経時変化も少な（するこ
とができる。したがって、ＩＣ化にも最適である。
より、発熱が少なくそのための経時変化も少な（するこ
とができる。したがって、ＩＣ化にも最適である。
■歪み特性は入力レベルの増加と共に悪化するので前段
にくらべて後段の増幅器の歪みが支配的となるが、本発
明回路は段間の結合回路により、後段差動増幅器への人
力レベルを適当なレベルに設定できるので希望の歪み特
性を得やすい。さらに、一般に増幅器の歪み特性は動作
電流を増加すれば良くなるが、消費電流による発熱の問
題や電源容量の制約などがあり、むやみに電流を増加出
来ない。本発明は回路の消費電流を前段差動増幅器と後
段差動増幅器に共用しているため、各トランジスタの電
流を増すことができ歪み特性が良い。
にくらべて後段の増幅器の歪みが支配的となるが、本発
明回路は段間の結合回路により、後段差動増幅器への人
力レベルを適当なレベルに設定できるので希望の歪み特
性を得やすい。さらに、一般に増幅器の歪み特性は動作
電流を増加すれば良くなるが、消費電流による発熱の問
題や電源容量の制約などがあり、むやみに電流を増加出
来ない。本発明は回路の消費電流を前段差動増幅器と後
段差動増幅器に共用しているため、各トランジスタの電
流を増すことができ歪み特性が良い。
■段間の結合回路（ｃｌ、ｃ２．ｚｌ、Ｚ２）により前
段と後段の差動増幅器の前段出力インピーダンスと後段
人力インピーダンスとを容易に整合させることができ、
広帯域化し易く、周波数特性が良い。
段と後段の差動増幅器の前段出力インピーダンスと後段
人力インピーダンスとを容易に整合させることができ、
広帯域化し易く、周波数特性が良い。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図（１）〜（８）は各々同実施例におけるインピーダン
ス回路Ｚｌ、Ｚ２の具体例を示す回路図、第３図は従来
回路の構成を示す回路図である。 Ｑｌ、Ｑ２・・・・・トランジスタ（第１、第２のトラ
ンジスタ）、Ｑ４．Ｑ５・・・・・・トランジスタ（第
３、第４のトランジスタ）、ＣＩ、Ｃ２・・・・・・結
合コンデンサ（第１のコンデンサ、第２のコンデンサ）
、Ｑ３・・・・・・トランジスタ（低電流源回路）、Ｒ
５・・・・・・抵抗（低電流源回路）、Ｚｌ、Ｚ２・・
・・・・インピーダンス回路（第１１第２のインピーダ
ンス回路）。
図（１）〜（８）は各々同実施例におけるインピーダン
ス回路Ｚｌ、Ｚ２の具体例を示す回路図、第３図は従来
回路の構成を示す回路図である。 Ｑｌ、Ｑ２・・・・・トランジスタ（第１、第２のトラ
ンジスタ）、Ｑ４．Ｑ５・・・・・・トランジスタ（第
３、第４のトランジスタ）、ＣＩ、Ｃ２・・・・・・結
合コンデンサ（第１のコンデンサ、第２のコンデンサ）
、Ｑ３・・・・・・トランジスタ（低電流源回路）、Ｒ
５・・・・・・抵抗（低電流源回路）、Ｚｌ、Ｚ２・・
・・・・インピーダンス回路（第１１第２のインピーダ
ンス回路）。
Claims (1)
- 前段差動増幅器を構成するとともにエミッタが共通接続
された第１、第２のトランジスタと、後段差動増幅器を
構成するとともにエミッタが共通接続された第３、第４
のトランジスタと、第１のトランジスタのコレクタと第
３のトランジスタのベースとの間に介挿される第１のコ
ンデンサと、第２のトランジスタのコレクタと第４のト
ランジスタのベースとの間に介挿される第２のコンデン
サと、前記第１、第２のトランジスタの共通エミッタと
接地間に介挿される定電流源回路と、第１、第２のトラ
ンジスタの各コレクタ間に直列に介挿される第１、第２
のインピーダンス回路とを具備し、前記第３、第４のト
ランジスタの共通エミッタと前記第１、第２のインピー
ダンス回路の接続点とを接続したことを特徴とする２段
縦続差動増幅器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261477A JPH03123210A (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | ２段縦続差動増幅器 |
| US07/573,951 US5057788A (en) | 1989-10-06 | 1990-08-28 | 2-stage differential amplifier connected in cascade |
| DE4031642A DE4031642A1 (de) | 1989-10-06 | 1990-10-05 | In kaskade geschalteter zweistufiger differenzverstaerker |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261477A JPH03123210A (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | ２段縦続差動増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03123210A true JPH03123210A (ja) | 1991-05-27 |
Family
ID=17362449
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1261477A Pending JPH03123210A (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | ２段縦続差動増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5057788A (ja) |
| JP (1) | JPH03123210A (ja) |
| DE (1) | DE4031642A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5648743A (en) * | 1993-08-10 | 1997-07-15 | Fujitsu Limited | Amplifying circuit for an integrated circuit with low-noise characteristic |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0549045B1 (fr) * | 1991-12-23 | 1996-11-27 | Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. | Dispositif semiconducteur comprenant un amplificateur différentiel à deux étages |
| US6222762B1 (en) | 1992-01-14 | 2001-04-24 | Sandisk Corporation | Multi-state memory |
| JP3040035B2 (ja) * | 1992-09-18 | 2000-05-08 | ローム株式会社 | 中間周波増幅回路を備えた受信機 |
| JPH07111484A (ja) * | 1993-08-20 | 1995-04-25 | Hitachi Ltd | 無線通信装置 |
| AU1841895A (en) * | 1994-02-15 | 1995-08-29 | Rambus Inc. | Delay-locked loop |
| US5621340A (en) * | 1995-08-02 | 1997-04-15 | Rambus Inc. | Differential comparator for amplifying small swing signals to a full swing output |
| US5910737A (en) * | 1997-06-30 | 1999-06-08 | Delco Electronics Corporation | Input buffer circuit with differential input thresholds operable with high common mode input voltages |
| US5926068A (en) * | 1997-10-16 | 1999-07-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifier or analog multiplexer with feedforward current blocking |
| IT1305636B1 (it) * | 1998-02-27 | 2001-05-15 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificatore differenziale integrato a basso rumore per segnali ac |
| JPH11330876A (ja) * | 1998-05-15 | 1999-11-30 | Nec Corp | 電圧制御増幅回路 |
| IT1309712B1 (it) * | 1999-02-19 | 2002-01-30 | St Microelectronics Srl | Amplificatore a multistadio a guadagno variabile ad elevata banda difrequenza e ridotte variazioni di fase |
| US6549971B1 (en) * | 1999-08-26 | 2003-04-15 | International Business Machines Corporation | Cascaded differential receiver circuit |
| EP1168603A1 (en) * | 2000-06-26 | 2002-01-02 | STMicroelectronics S.r.l. | Switched-capacitor, fully-differential operational amplifier with high switching frequency |
| JP2006222796A (ja) * | 2005-02-10 | 2006-08-24 | Nec Electronics Corp | 演算増幅回路 |
| EP2037573A1 (en) * | 2007-09-17 | 2009-03-18 | Seiko Epson Corporation | Ultra-low power consumption low noise amplifier |
| JP6387902B2 (ja) * | 2015-05-28 | 2018-09-12 | 三菱電機株式会社 | 多段増幅器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5754969B2 (ja) * | 1974-04-04 | 1982-11-20 | ||
| JPS5132257A (ja) * | 1974-09-13 | 1976-03-18 | Hitachi Ltd | |
| JPS58123214A (ja) * | 1982-01-19 | 1983-07-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 制御回路 |
| JPS58181307A (ja) * | 1982-03-30 | 1983-10-24 | Fujitsu Ltd | 差動回路 |
| US4468629A (en) * | 1982-05-27 | 1984-08-28 | Trw Inc. | NPN Operational amplifier |
-
1989
- 1989-10-06 JP JP1261477A patent/JPH03123210A/ja active Pending
-
1990
- 1990-08-28 US US07/573,951 patent/US5057788A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-05 DE DE4031642A patent/DE4031642A1/de not_active Ceased
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5648743A (en) * | 1993-08-10 | 1997-07-15 | Fujitsu Limited | Amplifying circuit for an integrated circuit with low-noise characteristic |
| US5734298A (en) * | 1993-08-10 | 1998-03-31 | Fujitsu Limited | FET amplifying circuit which can improve low-consumptive current |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5057788A (en) | 1991-10-15 |
| DE4031642A1 (de) | 1991-04-18 |
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