JPH04105073A - 実効値測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、被測定信号（入力電圧または入力電流）をデ
ィジタルサンプリングして、その実効値を測定するディ
ジタルサンプリング方式の実効値測定装置に関するもの
である。

〈従来の技術〉 アナログ／ディジタル変換回路を用いて、被測定信号を
ディジタルサンプリングし、その実効値を求める装置で
は、被測定信号波形の半周期の整数倍と、サンプリング
周期の整数倍とか一致しない場合に誤差が生じていた。

これを図面で説明する。被測定信号Ｂの実効値Ｂｎ：被
測定信号のサンプリング値 で表される。ここで被測定信号Ｂが電圧信号であれば、
Ｂｎはサンプリング電圧値であり、電流信号であれば、
サンプリング電流値である。

第５図に示す波形のように、被測定信号波形の半周期が
サンプリング周期ＴＡＤの整数倍でない場合、即ち、 ｎｌ・Ｔ、／２’！’ｔｎ２−　Ｔへ〇ｎ ｎ１＝１．２，３゜ ｎ２＝２．３，４．・・・ Ｔｉｎ：被測定信号波形の周期 の場合、第５図のように端数が生じる。このように端数
が生じると、この端数だけ（１）式の平均値分（ａ　Ｆ
、　Ｂｎ　）に誤差が発生する。つまり、実効値ＢＲＨ
３に誤差を与えてしまう。

このため、上記の端数による影響を小さくする方法とし
て、従来は、次のような方法があった。

■　入力波形のサンプリング周期ＴＡＤがｎｌ・Ｔ−／
２＝ｎ２・ＴＡＤ ｎ となるように、”ＡＤを調整制御する方法。

■　ｒｌｌ−Ｔ、　／２＝ｎ２−　ＴＡｏとなるまで、
入力波＋ｎ 形の数サイクルにわたってサンプリングして実効値を演
算する方法。

■　サンプリング周期ＴＡＤを短くし、入力波形の周期
Ｔｉｏに対する端数を極めて小さなものとしてその誤差
を小さくする方法。

〈発明か解決しようとする課題〉 しかしながら、上記■〜■の従来方法には、それぞれ次
のような問題がある。

■の方法は、サンプリング周期ＴＡＤを調整制御するた
めのフェーズロック回路として、周波数可変範囲の大き
なものを必要とする。従って、回路構成が複雑になり、
かつ高価なものとなる問題かある。

■の方法は、入力波形の半周期（Ｔ、／２）のｎ 整数倍と、サンプリング周期ＴＡＤ／）整数倍とが一致
するまで測定ができないため、測定応答時間が長くなる
問題がある。

■の方法では、短い周期で次々と取り入れられるサンプ
リングデータを処理できる高速のアナログ／ディジタル
変換回路を必要とし、高価なものとなる問題かある。

本発明の目的は、上述の問題を解消するもので、サンプ
リング周期の調整を必要とせず、安価に構成でき、速や
かに実効値を測定できる実効値測定装置を提供すること
である。

く課題を解決するための手段〉 本発明は、上記課題を解決するために アナログの被測定信号を或る周期でサンプリングし、こ
のサンプリング値をディジタル信号へ変換するＡＤ変換
手段（１，２）と、 このＡＤ変換手段のディジタル出力信号を２乗演算する
２乗演算器（６）と、 前記２乗演算されたデータを導入し−これに指数化平均
演算を加える指数化平均演算器（７）と、この指数化平
均演算器の出力を導入し、これの開平演算を行う開平演
算器（８）と、 からなる手段を講じたものである。

く作用〉 ＡＤ変換手段はアナログの被測定信号を或る周期でサン
プリングし、これをディジタル信号へ変換する。従って
、ＡＤ変換手段は、被測定信号（Ｂ）の瞬時値（ａｎ）
を取り込みこれを出力している。

２乗演算器は、このＡＤ変換手段のディジタル出力信号
を２乗演算する。従って、２乗演算器は、被測定信号の
瞬時値の２乗値（Ｂｎ）を出力することになる。

指数化平均演算器は、２乗演算されたデータを導入し、
これに指数化平均演算を加えるので所定の演算回数を行
うと　ａｎの指数化平均値、つまり１″　′ 一ΣＢｎが得られる。

″′Ｌ餅１ 効値が得られる。

〈実施例〉 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明に係る実効値測定装置の構成例を示す図
、第２図は第１図装置の各部の信号波形を示す図、第３
図と第４図は測定データと表示のタイミングを示す図で
ある。

第１図において、端子Ｐ１に加えられた被測定信号Ｂは
、電圧信号ｅでもよいし電流信号ｉでもよい、第１図装
置は、この電圧ｅまなはｔ流ｉの実効値を測定する装置
である。

端子Ｐ１に加えられたアナログの被測定信号Ｂは（第２
図（１）の波形参照）、サンプル・ホールド回路（以下
、単にＳ／８回路と記す）１に導かれる。

Ｓ／８回路１は、タロツク発生器３からクロック信号Ｓ
Ｃが加えられるたびに、その時点の被測定信号Ｂの瞬時
値８（ｔ）をサンプリングし、前のサンプリングで取り
込んでいた値に代わり、新しく取り込んた値を出力する
ものである。第２図（１）の黒丸印は、各サンプリング
点を示している。なお、ｔはサンプリング回数を意味し
、ｔ＝１．２．３・・・である。そして、Ｂ（１）−Ｂ
１．８（２）＝８２．・・・Ｂ（ｎ）＝　Ｂｎ、と表す
。

アナログ・ディジタル変換器（以下、単にＡＤＣと記す
）２は、Ｓ／Ｈ回路１のアナログ出力信号を取り込み、
これをディジタル信号へ変換（このような変換を以下、
単にＡＤ変換と記す）するものである。このＡＤＣ２は
、タロツク信号ＳＣを遅延させたスタート信号ＳＤが加
えられると、この信号ＳＯの印加時期を起点として、Ｓ
／Ｈ回路１から加えられている信号をディジタル信号へ
変換出力する。従って、ｎ回目のサンプリングでは、瞬
時値Ｂｎを出力する（第１図参照）。特許請求の範囲に
記載しなＡＤ変換手段とは、このＳ／Ｈ回路１と、ＡＤ
Ｃ２で構成される。

なお、電流ｉが被測定信号Ｂの場合、通常、この電流ｉ
は、電圧信号ν１へ変換されて端子Ｐ１へ加えられる。

これについて説明を加える。抵抗値が既知のシャント抵
抗Ｒ５（図示せず）へ被測定電流ｉを流すと、電圧ν１
＝Ｒ３−ｉが発生する。この電圧ｖ１は、抵抗値Ｒ３が
既知であり、電圧ｖ１を測定することで１＝Ｖｉ／Ｒ３
より、被測定電流ｉを測定したことになる。本明細書で
は、このように電流ｉを変換した電圧信号ν１を被測定
電流ｉと称している。

２乗演算器６は、ＡＤＣ２の出力ａｎを導入し、これを
２乗演算した値ｂ（ｎ）を出力する。

ｂ（ｎ）＝　Ｂｎ　−Ｂｎ＝　Ｂｎ 即ち、２乗演算器６からは、サンプリング回数ｔ＝ｎに
おける瞬時値ａｎの２乗値が出力される。２乗演算器６
の出力は、ディジタル値であるが、これをアナログ的に
表現したのが第２図（２）の実線波形である。第２図（
２）の実線波形は、サンプリング値Ｂｌ、　Ｂ２．　Ｂ
３．・・・、　Ｂｎ、・・・の２乗値であるため、階段
状になる。なお第２図（２）の点線波形は、第２図（１
）の波形の理想的２乗波形である。

指数化平均演算器７は、２乗演算器６から出力されるデ
ータｂ（０）を指数化平均するものであり、その出力Ｐ
（ｎ）をアナログ的に表現すると、第２図（３）となる
。説明を加える。指数化平均演算器７は、例えば演算部
７１と、メモリ７２を備えている。

演算部７１は、２乗演算器６からデータｂ（ｎ）が加え
られる毎に、（２）式の演算を繰り返す。つまり、演算
部７１は、２乗演算器６から瞬時値ａｎの２乗値ｂ（ｎ
）を、メモリ７２から前回の演算結果Ｐ（ｎ−１）を導
入し、（２）式の演算を行い、その出力Ｐ（ｎ）をメモ
リ７２に格納するとともに開平演算器８に加える。

Ｐ（ｎ）−Ｐ（ｎ−１）＋（１／Ｇ）　・　（ｂ（ｎ）
−Ｐ（ｎ−１））　　　　　　（２）Ｐｉｎ）　：サン
プリング回数ｔ＝口までに処理された指数化平均結果 Ｐ（ｎ−１）　：サンプリング回数ｔ　＝　１ｎ−１）
までに処理された指数化平均結果 ｂ（ｎ）　：サンプリング回数ｔ＝ｎにおける被測定信
号の瞬時値の２乗値 １／Ｇ：指数化定数（なお、１／Ｇ　（（１）ここで、
１／Ｇ　＜（１であるから、ｂ（ｎ）が指数化平均演算
器７へ加えられるたびに、（２）式の演算を繰り返すと
、第２図（３）の波形となる。即ち、（２）式は、この
演算を繰り返すとＰ（ｎ）は、ｂ（ｎ）の波形の平均値
になることを意味する。従って、第２図（３）の最終値
は、ｂｆｎ）の平均値と一致する。

つまり、指数化平均演算器７がら、ｂ（ｎ）＝　ａｎ　
　のなお、第２図（３）は、僅かの演算回数でＰｆｎ）
の値は、一定なるように描いたが、実際には、例えば、
演算回数ｎ　＝　１０００を繰り返すことで、Ｐ（ｎ）
の値は、一定となる。

信号Ｂの実効値を出力する。

このような機能の２乗演算器６と、指数化平均演算器７
と、開平演算器８は、例えばディジタル・シグナルプロ
セッサ（以下、ＤＳＰと記す）５を用いて構成すること
ができる。

中央処理装置（以下、端にＣＰｕと記す）９は、に表示
する。

なお、演算回数は、タロツク信号の回数と一致するので
、第１図では分周器１１を用い、所定のタロツク数が発
生するとＣＰＵ　９へ信号を加え、所定の演算回数を行
ったことを知らせている。

以上のような第１図装置において、時刻ＴＳを起点とし
て、端子Ｐ１に、例えば第２図（１）に示す波形の被測
定信号（電圧信号でも電流信号でもよい）が加えられた
とする。ここで、タロツク発生器３からＳ／８回路１へ
周期ＴＡＤのタロツク信号ＳＣが加えられるので、第２
図（１）に示す黒丸印のサンプルデータが取り込まれる
。そして、このデータは次々とＡＤＣ２にてディジタル
値に変換される。

なお、遅延線４は、Ｓ／８回路１に加えられるクロック
信号ＳＣのタイミングを僅かに遅延させるもので、ホー
ルド状態が安定した値をＡＤＣ２が取り込めるようにし
ている。

２乗演算器６は、被測定信号Ｂの瞬時値Ｂｎの２乗値ｂ
ｆｎ）＝　ａｎを出力する。このｂ（ｎ）をアナログ的
に示すと、第２図（２）に示す実線の波形となる。

この第２図（２）の黒丸印のデータｂｉｎ）に、指数化
平均演算器７にて、上記（２）式の演算を加えると、Ｐ
（ｎ）の値の軌跡は、第２図（３）に示すような波形と
なる。このようにして得られたＰ（ｎｌの最終的に落ち
着いた値が、（被測定信号の実効値）２である。

開平演算器８はこの（被測定信号の実効ｇｌ）２そして
、第２図（３）に示すＰｉｎ）が一定になる所定の演算
回数（例えば、ｎＡ）か繰り返されると、分周器１１か
ら信号がＣＰＵ　９に加えられ、ＣＰＵ　９は、その時
の開平演算器８の出力を読み込み、その値に基づいて、
実効値を表示器１０に表示する。

なお、上述において開平演算器８は、演算部７１の出力
信号を、常時、開平演算する如く説明したが、分周器１
１の信号がＣＰｔ１９へ加えられた時のみ開平演算を行
うようにしてもよい。

第１図装置では、第３図と第４図に示す２通りの表示方
法が考えられる。

第３図の表示方法は、指数化平均出力Ｐ（ｎ）が最終値
または最終値付近になる点（△印）に基づく開平演算器
８の出力を表示しく表示値を更新し）、その後メモリ７
２の内容をクリアしくＰｆｎｉ）をＯとする）、再度０
から演算を始める方法である。

第４図の表示方法は、メモリ７２のデータをクリアせず
、一定演算回数毎に、その時の指数化平均出力Ｐ（ｎ）
に基づく開平演算器８の出力を表示する方法である。

く本発明の効果〉 以上述べたように本発明によれば、次の効果が得られる
。

（１）被測定信号波形の周期がサンプリング周期の整数
倍か否かに関係なく測定できるため、被測定信号波形の
周期を測定する回路が不要となる。そしてサンプリング
周期を入力波形の周期の整数分の１になるように制御す
る手段も不要となる。従って、コストを低減できる。

（２）入力波形の半周期の整数倍と、サンプリング周期
ＴＡＤの整数倍とが一致するまで演算すると言うことが
ないため、測定応答時間が長くなることはない。

（３）またサンプリング周期を短くしなくて良いため、
高価なＡＤＣを使用する必要がない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る実効値測定装置の構成例を示す図
、第２図は第１図装置の各部の信号波形を示す図、第３
図と第４図は測定データと表示のタイミングを示す図、
第５図は従来例を説明する図である。 １・・・Ｓ／８回路、２・・・ＡＤＣ，３・・・タロツ
ク発生器、６・・・２乗演算器、７・・・指数化平均演
算器、８・・・開平演算器、９・・・ＣＰｕ。 ζ７、

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログの被測定信号を或る周期でサンプリングし、こ
   のサンプリング値をディジタル信号へ変換するＡＤ変換
   手段（１、２）と、 このＡＤ変換手段のディジタル出力信号を２乗演算する
   ２乗演算器（６）と、 前記２乗演算されたデータを導入し、これに指数化平均
   演算を加える指数化平均演算器（７）と、この指数化平
   均演算器の出力を導入し、これの開平演算を行う開平演
   算器（８）と、 を備えた実効値測定装置。