JPH04109722A - 偏波スイッチング光源、光受信装置及びコヒーレント光伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、コヒーレント光通信技術に係わり、特に偏波
スイッチング光源、光受信装置及びコヒーレント光伝送
システムに関する。 （従来の技術） 近年、光の波としての性質を生かしてヘテロダイン検波
、又はホモダイン検波を行う、コヒーレント光通信技術
が急速に発展している（例えば、Ｔｓ０ｋｏｓｈｉ　ａ
ｎｄ　Ｋ、Ｋｆｋｕｃｈｉ；”Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　　０
ｐｔｉｃａｌ　　Ｆｉｂｅｒ　　ＣｏｍｍｕｎＩｃａｔ
ｌｏｎｓ　　。 ＫＴＫ　５ｃ１ｅｎｔｉｆｉｃ　Ｐｕｂｌｌｓｈｅｒｓ
、　Ｔｏｋｙｏ、　１９１ｉ１ｉ）。 コヒーレント光通信方式では受信側に局部発振光源（局
発）を用意し、光検出器に現れる信号光と局発光との干
渉によるビート信号を受信する。信号光や局発光のスペ
クトル純度が従来の直接検波方式より高いため、高密度
の光周波数多重化（光ＦＤＭ）が可能になる。光ＦＤＭ
の実現は、近年発展が著しい光増幅技術と組み合わせる
ことにより、従来と比べて遥かに大容量の長距離無中継
（或いは多分岐）の光通信を可能にするものであり、広
帯域ｌ５ＤＮ、高精細光ＣＡＴＶ、メトロポリタン・エ
リアφネットワーク（ＭＡＮ）等、種々の応用が期待さ
れている。 しかしながら、コヒーレント光通信の実用化には幾つか
の問題が存在する。その第１は偏波整合の問題、第２は
光源の位相雑音の問題、第３は受信器の帯域の問題、第
４は高密度光ＦＤＭを実現する際に障害となるイメージ
成分の問題である。これらの問題について、以下に順次
説明する。 （ａ）偏波整合の問題 一般的に、光ファイバを伝わってきた信号光はファイバ
の温度、応力、その他の擾乱により偏光状態が時間的に
変動する。局発光が一定の偏光状態にあるとすると、信
号光の偏光状態の変化は干渉によるビート信号の強度変
化となる。 極端な場合、信号光と局発光の偏波状態が直交している
と、ビート出力は０になってしまう。 この問題を解決するために、 ■　偏波保存ファイバの使用 ■　機械的又は電気光学的な偏波状態の制御■　偏波ダ
イパーシティ受信 ■　偏波スクランブル又は偏波スイッチングが考えられ
ている。しかし、■の偏波保存ファイバは、接続方法、
コスト等の点で問題がある。 また、■のファイバ中の偏波状態の制御は、偏波状態の
無限追従性と複雑さの兼ね合い、信頼性、大きさ、多チ
ヤンネル光ＦＤＭの困難さ。 コールドスタートの困難さ、等の点で難がある。 このため、■の偏波ダイパーシティ受信がよく使われて
いる（例えば、Ｌ、Ｇ、ＫａｚｏｖｓｋｙニーＰｈａｓ
ｅ−ａｎｄ　Ｐｏ１ａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｄｉｖｅｒｓ
ｉｔｙＣｏｈｅｒｅｎｔ　０ｐｔｉｃａｌ　Ｔｅｃｈｎ
ｉｑｕｅｓ、”　　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆｌ、Ｉｇｈｔ
ｗａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、　Ｖｏｌ、７．　Ｎ
ｏ、２．　ｐｐ、２７９−２９２、１９８９年２月）。 これは第１５図に示すように、２つの独立な偏波成分を
別々に受信（マルチボート受信）し、これを後で電気的
に合成する方法である。しかしながら、この方法では受
信器の光学系が複雑になり、また先受信器と中間周波数
（ＩＦ）回路が２つ必要になる。基幹伝送系はともかく
、光ＣＡＴＶ等の加入者系への応用を考えると、光学系
の調整、コスト。 大きさの点て問題がある。また、マルチボート受信では
、各受信ボートの伝搬遅延時間、結合効率、ゲイン等の
特性が揃っている必要がある。 これに対して、■の偏波スクランブル方式％式％ −５１４，１９８７年５月）や、偏波スイッチング方式
（１，Ｍ、１．ＩＩａｂｂａｂ　ａｎｄ　Ｌ、Ｊ、Ｃｆ
１ｎｊ、）ｒ。 ”Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−３ｖｌｔｅｈｊｎｇＴｅ
ｃｈｎｌｑｕｃｓ　ｒｏｒＣｏｈｅｒｅｎｔ　０ｐｔｉ
ｃａｌ　Ｃｏ＋ａｍｕｎｌｅａｔｊｏｎｓ、−Ｊｏｕｒ
ｎａｌｏｆ　１．１ｇｈｉａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇ
ｙ、　Ｖｏｌ、６．　Ｎｏ、ＩＯ，ｐｐ。 １５３７−１５４Ｌ　１９Ｂ８年１ｆ）Ｊ’Ｊ）は、信
号光又は局発光の偏波状態を］ビットのタイムスロット
の中で変化させて、平均をとる方式である。他の方式に
比べて受信感度が３ｄＢ劣化する、高データレートのシ
ステムに適用できない等の問題はあるものの、受信器が
簡便になることから、比較的低データレートの加入者系
等への応用が期待される。これまでに報告されている偏
波スクランブル（スイッチング）光源には、以下のよう
なものがある。 （ア）偏波双安定半導体レーザ （イ）外部変調器による偏波スイッチ （ＴｓＧ、ｌＩｏｄｇｋｌｎｓｏｎらの方法）（つ）レ
ーザの周波数スイッチにょる偏波スイッチ（１，Ｍ、　
１．Ｈａｂｂａｂらの方法）Ｌ、かじながら、（ア）の
偏波双安定半導体レーザは、−射的に偏波スイッチング
時に出力光の波長や出力パワーか変動するので、コヒー
レント先通信への応用に向かない。また、（イ）の外部
変調器は、挿入損失が大きい、駆動電圧が大きい、高速
スイッチングが難しい、温度特性、安定性や信頼性に難
がある、等の点で実用化に向かない。また、（つ）のレ
ーザの周波数変調による偏波スイッチングは、スペクト
ル線幅の増大を招き、コヒーレント検波が困難になると
いう問題がある。（ア）、（イ）の問題は自明と思われ
るので、ここでは（つ）の問題についてのみ以下に具体
例を挙げて説明を行う。 第１６図（ａ）は局発半導体レーザの周波数スイッチに
よる偏波スイッチング・ヘテロダイン受信器である。局
発レーザの発振周波数ｆＬは、第１６図（ｂ）に示すよ
うに、１ビツトのタイムスロットＴの前半はｆＬｌ、後
半はｆＬ２１：：なるように矩形波で周波数変調されて
いる。局発レーザ出力は複屈折り　ｍ　（’１　、　１
．の偏波保存光ファイバを通してから、光カブラで周波
数ｆＳの信号光と混合される。フォトダイオードに発生
した信号光と局発光のビート（ＩＦ倍信号は、ＩＦ回路
と復調回路によりベースバンドに復調される。ここで偏
波保存光ファイバの主軸（Ｘ軸）は入力局発光の偏波方
向に対して４５°傾けられており、長さしは、Ｌ−ｅｏ
／（２ＢΔｆ）となるように設定されている。但し、Ｃ
ｏは真空中の光速、Δｆ−ｆｔ＋　　ｆｔｚである。例
えば、Ｂ−５Ｘ１０−’、Δｆ　−Ｉ　Ｇ１１ｚとする
と、Ｌ−３００ｍとなる。偏波保持光ファイバ出刃先の
Ｘ軸部波成分とｙ軸部波成分の位相差Δθ（ｆ）は２　
πＬ　Ｂ　ｆ　／　ｃ　ｏである。２つの周波数ｆ、と
ｆ２に対しては、 Δθ（ｆｌ　）−Δθ（ｆ２）−π　　・・・（１）だ
け異なることになる。Δθがπ異なる状態の光は、偏波
状態（戸、、、ｐ。）が直交している。 従って、出力光の偏波スイッチが実現できたことになる
。 この方法では、出力光の偏波スイッチと同時に周波数も
変化していることになる。差動位相シフトキーイング（
Ｄ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）や振幅シフトキーイング（Ａ　Ｓ　Ｋ
）を行う際には、ｆｓ−（ｆ　Ｉ＋ｆ　２　）　／　２
とすることでＩＦ周波数をｆ＋ｐ−（ｆ＋　　　ｆ２）
／２に固定できる。しかし、周波数シフトキーイング（
Ｆ　Ｓ　Ｋ）を行う際には、偏波状態に対応してＩＦ周
波数が２つ現れることになる。上記の例ではΔｆ　４１
　Ｇ１１ｚ離れた２つのＩＦ周波数が現れるので、この
両者をカバーするようにＩＦ帯域を大きくとらねばなら
ない。このため、周波数偏移も２ＧＩＩｚ以上とらねば
ならない。また、ＩＦ周波数を安定化させるための自動
周波数制御（ＡＦＣ）回路が複雑になってしまう。 一方、偏波保存光ファイバのＸ軸部波成分とｙ軸部波成
分の間には、τ−＝　Ｌ　Ｂ　／　ｃ　ｏ　−１／（２
Δｆ）の伝搬時間差がある。この方法で偏波スイッチン
グを行うためには、周波数ｆ１の光とｆ２の光の重なる
時間を十分短くするためにτ（Ｔ／２、すなわち、ビッ
トレートをＲＢ−１／Ｔ（Δｆとする必要がある。この
例ではＲＢ＜ＩＧｂ／ｓとなる。これは、ＦＳＸの場合
変調指数ｍを非常に大きくとらねばならないことを意味
する。例えば１００Ｍｂ／ｓで周波数偏移２　ＧＨｚ　
（ＩＩ−２０）の変調が必要になる。ＩＦ帯域が広く、
感度の劣化も大きく、実用には向かないと考えられる。 また、一般に半導体レーザは周波数変調に伴って出力パ
ワーも変動するので、２つの偏波状態でビート信号がア
ンバランスになり、出力に若干ながら偏波依存性が残る
ことになる。レーザ構造と変調方法の工夫により出カ一
定で周波数変調をかけることも可能であるが、駆動回路
と出力フィードバック回路が複雑になる。 （ｂ）位相雑音と受信器帯域の問題 ヘテロダイン検波方式の欠点は、ＩＦ帯を使うために広
帯域の受信器が必要になることである。特に、高ビット
レートの伝送では受信器帯域が実現のボトルネックとな
っている。また、低ビツトレートでも加入者系への応用
を考えると、コストの点で受信器の帯域が広いのは好ま
しくない。 一方、ＩＦ帯を必要としないホモダイン検波方式は受信
器帯域の面ではデメリットはないが、光源の位相雑音の
影響を大きく受ける。最も極端な場合、信号光と局発光
の位相が９０°ずれていると受信出力はＯになる。半導
体レーザのスペクトル線幅の低減が進んでいるが、特別
の帰還ループや外部共振器等を使わないと１００ｋＨｚ
以下の半値半幅を実現するのは困難な状況にある。この
ような帰還ループや外部共振器は、光源の大型化、調整
箇所の増加、安定性・信頼性の低下、コストの増加を招
く。線幅の低減にこのような手段を講じても、完全に位
相雑音を０にすることはできない。そこで、局発光の位
相を信号光の位相に合わせるために光位相同期ループ（
光ＰＬＬ）が必要となるが、現状ではその実用化は極め
て難しい。 そこで、光ＰＬＬを使わなくてもベースバンドで受信可
能な方式として、位相ダイパーシティ受信方式が注目を
浴びている（例えば、Ｌ、Ｇ、Ｋａｚｏｖｓｋｙ；　”
Ｐｈａｓｅ−ａｎｄ　Ｐｏ１ａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｄｌ
ｖｅｒｓｉｔｙ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　０ｐｔｉｃａｌ　
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ。 Ｊｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ　　Ｌｌｇｈｔｖａｖｅ　　Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、　　Ｖｏｌ、７゜Ｎｏ、２．　ｐ
ｐ、２７９−２９２．　ＩＨ９年２月）。これは、偏波
ダイパーシティ同様に信号光の複数の位相の成分を別々
に受信して、電気的に合成する方法である。しかし、偏
波ダイパーシティ受信器と同様に構成が複雑になってし
まう、各ポートの特性を揃えねばならない等の問題があ
る。位相ダイパーシティ受信でも偏波整合が問題になる
。偏波ダイパーシティかつ位相ダイパーシティの構成に
すると、第１７図に示すように光受信器が最低４台必要
になる。 この問題を回避する方法として、位相スイッチング受信
も考えられる（　１．Ｍ、　１．Ｈａｂｂａｂ。 Ｊ、Ｍ、Ｋａｈｎ　ａｎｄ　Ｌ、Ｊ、Ｇｒｅｅｎｓｔｅ
ｌｎ；　＋Ｐｈａｓｅ−Ｉｎｓｅｎｓ１ｔｉｖｅＺｅｒ
ｏ−ＩＰＣｏｈｅ、ｒｅｎｔＯｐｔｌｃａｌＳｙｓｔｅ
ｓ　　Ｕｓｉｎｇ　　Ｐｈａｓｅ　　Ｓｗｌｔｃｈｉｎ
ｇ、″　Ｅ　Ｉ　ｅｃｔ　ｒｏｎ　１ｃｓＬｅｔｔｅｒ
ｓ、　Ｖｏｌ、２４．　Ｎｏ、１５．　ｐｐ、９７４−
９７６、１９８８年６月）。位相スイッチングにおいて
も偏波整合の問題は存在するが、位相スイッチングと偏
波スイッチングを同時に行う手法は確立していない。 （ｅ）高密度光Ｆ　Ｄ　Ｍの問題 光Ｆ　Ｄ　Ｍで多重化できるチャンネル数は、使える周
波数（波長）帯域と許容されるチャンネル間隔で決まる
。周波数帯域は、局発光源の同調範囲や光学系の帯域等
により制限される。波長ｉｉＪ変崖変体導体レーザ歩に
より同調範囲の拡大が進んでいるが、まだ十分ではない
。波長帯域の６効利用にはチャンネル間隔の低減が必須
である。特にヘテロゲイン受信では、ＩＦ帯のイメージ
成分の存在がチャンネル間隔を制限する。このイメージ
を除去する受信方式（イメージ除去受信器）が提案され
ているが、偏波ダイパーシティ等と組み合わせると、構
成が非常に複雑になってしまう。第１８図はこのような
イメージ除去受信器の一例である（近間輝美はか、「光
ヘテロダインイメージ除去受信方式の検討Ｊ　、１９８
９年電子情報通信学会呑季全国大会講演論文集［分冊４
　］　　ｐ、４−１３３）。図より明らかなように、光
学系の構成が非常に複雑になり、また電気系もＷ衡光受
信器が４台の複雑な構成になっている。これを多チャン
ネルの光ＣＡＴＶ分配系や光ＬＡＮに適用するのは、信
頼性１価格等の点で非常に困難である。 （発明が解決しようとする課題） このように、コヒーレント先通信方式の実用化の課題と
して、（ａ）偏波整合、（ｂ）位相雑音と受信器帯域、
（ｅ）高密度ＦＤＭＯ問題がある。これを解決する方法
として、（Ａ）偏波ダイパーシティ、（Ｂ）位相ダイパ
ーシティ、（Ｃ）イメージ除去受信器等のマルチボート
受信が有力と考えられている。しかしながら、マルチポ
ート受信は構成が複雑であり、また各ポートの特性をそ
ろえる必要があり許容される特性仕様が狭くなるという
問題もある。特に、（＾）、（Ｂ）、（Ｃ）の２つ以上
を同時に行おうとすると、構成が非常に複雑化してしま
う。光学系が複雑化するのは、調整箇所の増大、信頼性
の低下。 コストの大幅な上昇を招くので、実用上、１１常に深刻
な問題である。電子回路系でもヘテロダイン受信のよう
に高周波回路に関しては、構成の複雑化は大きな問題と
なる。 」二足（ａ）　　　（ｂ）の別の解決法として、（Ｄ）
偏波スイッチング（スクランブル）法、（Ｅ）位相スイ
ッチング法が提案されている。しかし、従来のスイッチ
ング法では高速・低消費電力化が困難、スペクトル線幅
の増大等の問題があり、ＦＳＸへの適用が難し５いなど
使用条件に制約が多く、実用上の価値は低かった。また
、イメージ除去受信との整合が悪かった。 本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目
的とするところは、構成が簡単で制約条件の少ない偏波
スイッチング光源を提供することにある。また、本発明
の第２の目的は、光学系を複雑にしない位相スイッチン
グによる新たなイメージ除去受信を可能とする光受信装
置を提供することにある。さらに、本発明の第３の目的
は、光学系が単純で偏波に依存せず位相雑音にも強いコ
ヒーレント先伝送システムを提供することにある。 ［発明の構成コ （課題を解決するための手段） 本発明の骨子は、半導体レーザの直接位相変調技術を応
用することにより、偏波、位相、イメージに関して、簡
易で使い品く低コストのコヒーレント・スイッチング受
信を可能にすることにある。 そのための第１の発明の偏波スイッチング光源は、 （ａ）半導体レーザ； （ｂ）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
かける手段； （ｅ）半導体レーザの出力光を略等しいパワーの２つの
分岐に分割する手段； （ｄ）一方の分岐に他方の分岐に対して位相変調の周期
の整数分の１の遅延をかける手段：（ｅ）それぞれの偏
波状態を直交させて二つの分岐を合波する手段 の５つを備えたことを特徴としている。 第２の発明の光受信装置は、 （ａ）第１の発明の偏波スイッチング光源からなり、信
号１ビット分のタイムスロットＴを２つ以上に分けたサ
ブタイムスロットの切り替え時に偏波スイッチングを行
う局部発振光源； （ｂ）信号光と局部発振光のビートを電気信号として受
信する手段； （Ｃ）各サブタイムスロットの受信信号を検波する手段
； （ｄ）各サブタイムスロットの検波出力をタイムスロッ
トＴの間で加算する手段； の４つを備えたことを特徴としている。 第３の発明の光受信装置は、 （ａ）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
かける手段を有し、信号１ビット分のタイムスロットＴ
を３つ以上に分けた位相サブタイムスロットＴ５の切り
替え時にπ／２又は−π／２の固定位相スイッチングを
行う局部発振光源； （ｂ）局部発振光と信号光のビートを電気信号として受
信する光受信器： （Ｃ）光受信器のビート出力を二鉛し、その−方の出力
を他方の出力に対して所定量遅延させる手段； （ｄ）この両者に対する電気的な９０°ノ１イブリッド
回路； （ｆ’）９０°ハイブリツド回路の出力を検波する検波
器； の５つを備えたことを特徴としている。 第４の発明の光受信装置は、 （ａ）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
かける手段を有し、信号１ビット分のタイムスロットＴ
を２つ以上に分けた位相サブタイムスロットの切り替え
時にπ／２又は−π／２の位相スイッチングを行う局部
発振光源； （ｂ）局部発振光と信号光のビートを電気信号として受
信する光受信器； （Ｃ）光受信器ビート出力を二鉛し、その一方の出力を
他方の出力に対して所定量遅延させる手段； （ｄ）この両者に対する電気的な９０°ハイブリツド回
路； （ｅ）９０°ハイブリツドの前段又は後段に設けられた
、位相サブタイムスロットに同期して９０°ハイブリツ
ドの信号パスを切り替える信号パス切り替え回路； （ｆ）９０°ハイブリツド回路及び信号パス切り替え回
路を介した信号を検波する検波器；の６つを備えたこと
を特徴としている。 第５の発明のコヒーレント光伝送システムは、以下の２
つをそれぞれ少なくとも１つ備えたことを特徴としてい
る。 （ａ）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
かける手段を有し、信号１ビット分のタイムスロットＴ
を２つ以上に分けた位相サブタイムスロットの切り替え
時にπ／２又は−π／２の位相スイッチングを行う光送
信装置； （ｂ）偏波スイッチングのタイミングが信号光の１つの
タイムスロットの同一の位相状ｇの中に異なる独立な偏
波状態が現れるように設定されている、第１の発明の偏
波スイッチング光源からなる局部発振光源と、この局部
発振光源からの光と光送信装置からの信号光とのビート
を電気信号として受信する光受信器と、 各サブタイムスロットの受信信号を検波する検波器と、 偏波スイッチングと位相スイッチングのタイミングによ
り分割される、偏波状態と位相状態の異なる新たな位相
・偏波サブタイムスロットの検波出力を、タイムスロッ
トＴの間で加算する手段とからなる光受信装置； 第６の発明のコヒーレント光伝送システムは、以下の２
つをそれぞれ少なくとも一つ有し、（ａ）半導体レーザ
にパルス電流を印加して位相変調をかける手段を有し、
信号１ビット分のタイムスロットＴを２つ以上に分けた
位相サブタイムスロットの切り替え時にπ２．′２又は
−π／２の位相スイッチングを行う光送信装置： （ｂ）局部発振光源と、 この局部発振光源からの光と光送信装置からの信号光と
のビートを電気信号として受信する光受信器と、 光受信器のビート出力を二分し、その−方の出力を他方
の出力に対して所定回遅延させる手段と、 この両者に対する電気的な９０°ハイブリッド回路と、 ９０“ハイブリッド回路の出力信号を検波する検波器と
を備えた光受信装置； イメージ除去受信を可能としたことを特徴としている。 第７の発明のコヒーレント光伝送システムは、以下の２
つをそれぞれ少なくとも一つ有し、（ａ）半導体レーザ
にパルス電流を印加して位相変調をかける１段を有し、
信号１ビット分のタイムスロットＴを２つ以上に分けた
位相サブタイムスロットの切り替え時にπ／２又は−π
／２のいずれかの位相スイッチングを行う光送信装置； （ｂ）局部発振光源と、 この局部発振光源からの光と光送信装置からの信号光と
のビートを電気信号として受信する光受信器と、 光受信器のビート出力を二分ｌ２、その−方の出力を他
方の出力に対して所定量遅延させる手段と、 この両者に対する電気的な９０”ハイブリッド回路と、 ９０’ハイブリツドの前段又は後段に設けられ、光送信
装置の位相サブタイムスロットに同期して信号パスを切
り替える信号パス切り替え回路と、 ９０’ハイブリツド回路及び信号パス切り替え回路を介
した信号を検波する検波器とを備えた光受信装置； イメージ除去受信を可能としたことを特徴としている。 また、本発明の望ましい実施態様としては、次のような
ものがある。 ■第２．第３又は第４の発明の光受信装置において、局
部発振光の位相変化に伴う周波数変化が電気的なビート
信号に現れる瞬間には、信号の検出を行わない機能を付
加したこと。 ■第２．第：う又は第４の発明の光受信装置において、
局部発振光の位相変化に伴う周波数変化が電気的なビー
ト信号に現れない時間のみに、ビート周波数のその設定
値との誤差を検出し、ビート周波数が所定の値になるよ
うに局部発振器の発振周波数を制御するＡＦＣ機能を付
加したこと。 ■第６又は第７の発明のコヒーレント光伝送システムの
光受信装置に以下の限定を加えたこと。 ａ）局部発振光源は第１の発明の偏波スイッチング光源
である。 ｂ）　１タイムスロツト中の異なる偏波状態の検波出力
を加算する機能を有している。 ■第５．第６又は第７の発明のコヒーレント光伝送シス
テムの光受信装置に、光送信装置の位相スイッチングに
伴うパルス状の周波数変化を検出することによりクロッ
クを検出する機能を加えたこと。 ■第５の発明又は上記実施態様■のコヒーレント光伝送
システムにおいて、以下の限定を加えたこと。 ａ）光送信装置で与える位相スイッチングのためのパル
ス状の周波数変調と、光受信装置の局部発振器に与える
偏波スイッチングのためのパルス状の周波数変調とで、
パルス波形、パルスパターンないし極性を変える。 ｂ）光受信装置は、偏波スイッチングに伴うパルス状の
周波数変化と位相スイッチングに伴うパルス状の周波数
変化を識別して検出する機能と、その検出した信号によ
り偏波スイッチングのタイミングを制御する機能を有す
る。 ■第５．第６又は第７の発明のコヒーレント光伝送シス
テムの光受信装置において、信号光ないしは局部発振光
の位相変化に伴う周波数変化が電気的なビート信号に現
れる瞬間には、信号の検出を行わない機能を付加したこ
と。 ■第５．第６又は第７の発明のコヒーレント光伝送シス
テムにおいて、光受信装置に、局部発振光の位相変化に
伴う周波数変化が電気的なビート信号に現れない時間の
みに、ビート周波数のその設定値との誤差を検出し、ビ
ート周波数が所定の値になるように局部発振器の発振周
波数を制御するＡＦＣ機能を付加したこと。 ■第５．第６又は第７の発明のコヒーレント光伝送シス
テムを応用して光周波数多重（光ＦＤＭ）伝送する伝送
方式において、各光送信装置の位相スイッチングのタイ
ミングが光受信装置において全て等しくなるように制御
されていること。 （作用） 以下に本発明の作用を、第１の発明から第７の発明まで
順に述べる。 第１の発明では、半導体レーザに直接パルス電流を印加
することにより、周期Ｔの所定のパルス・パターンでパ
ルス状に周波数変調がかけられる。このときの時間ｔに
おける角周波数偏移をΔω（１）とすると、パルスの印
加される時間をｔ−ｔ’からｔ−ｔ’　＋δτまでとす
るとき、パルスの前後で の位相変調がかけられたことになる。 この半導体レーザ出力光を２つの分岐Ａ、　　Ｂに分割
し、一方の分岐Ａの伝搬時間を他方の分岐Ｂの伝搬時間
に対して所定の時間τだけ遅延させ、その偏波状態が直
交するように合波する。 分岐Ａと分岐Ｂの位相θ＾　（ｔ）、θＢ　　（ｔ）の
間の位相差Δθ（１）−θＡ　　（ｔ）−θＢ（１）は
、パルス電流による位相変調がＡ又はＢの分岐に現れる
毎に変化することになる。このとき、２つの分岐Ａ、Ｂ
の遅延時間差τが位相変調の周期Ｔの整数分の１に設定
されているので、周期Ｔのあるパターンで周期的に変化
が起こることになる。合波される光のパワーが略等しけ
れば、合波された出力光の偏波状態は、Δθ（１）によ
り前記第１６図に示したように変化するので、偏波スイ
ッチング光源が実現できることになる。ここで、Δθ（
１）の１回のスイッチングによる変化量を例えばπ±２
ｎπ（ｎは整数）となるように設定しておくと、前記（
１）式により直交する２つの偏波状態が切り替わること
になる。周期Ｔの中で直交する偏波状態が概略等しい確
率で現れるように調整しておけば、任意の偏波状態の光
に対して時間平均では一定のビートを得ることができる
。 第２の発明は、第１の発明の偏波スイッチング光源を局
部発振光源として用いた、コヒーレント光受信装置であ
る。送信されてくる信号の１ビツトのタイムスロットＴ
の中で、局部発振光の独立な異なる偏波状態が必ず１回
以上現れるように位相変調のパターンが設定されている
。 この位相変調により、偏波状態は２つ以上のサブタイム
スロットＴ５に分割される。この局部発振光と信号光と
のビートをサブタイムスロット毎に受信、検波し、各サ
ブタイムスロットの検波出力をタイムスロットＴの間で
加算（又は平均化）すると、略一定の大きさの信号出力
を得ることができる。 第３の発明は、直接位相変調可能な半導体レーザを局部
発振光源として用いた、イメージ除去コヒーレント光受
信装置である。 局部発振光源は、１ビツトのタイムスロットＴの中で、
３回以上絶対値π／２の位相変調を行う。この位相変調
により、タイムスロットは複数の長さＴｓのサブタイム
スロットに分割される。この局部発振光と信号光とのビ
ートをサブタイムスロット毎に受信する。信号光には局
発光の周波数ω１より周波数の高い成分ω８．と低い成
分ω５２が含まれているものとする。受信

【７たビート
信号もサブタイムスロット毎にπ／２ずつ位ｔａがずれ
ている。いま、最初のサブタイムスロットのビート出力
が、 １＋　　（ｔ）　−Ａｔ　ｅｏｓ　（（ω５１−ω１）
１＋θ１）＋Ａ２ｅｏｓ　（（ωＬ−ωｓ２）　ｔ＋θ
２）であるものとする。θ１、θ２は信号光の位相と局
部発振光の位相の差から生じる位相定数である。２番目
以降のサブタイムスｏ　ットのビート出力は、 １２　（ｔ）　−Ａｔ　ｓｉｎ　（（ωｓ＋−ωＩ）を
十〇、）Ａ２　ｓｌｎ　（（（ＩＪＬ　−ω５２）　ｔ
＋０２）１、　（ｔ）　−−Ａ、　ｃｏｓ　（（ω５．
−ω１）１＋θ１）−Ａ２ｃｏｓ　（（ωｔ　−ωｓ２
）　を十０２）１４　（ｔ）　−ＡＨｓｉｎ　（（ωｓ
＋−ωＬ）　ｔ＋θ１）＋Ａ２　ｓｉｎ　（（（ＩＪＬ
　−ωｓ２）　ｔ＋θ２）となる。サブタイムスロット
の数が５つ以上あれば、１５−１＋　、１６　＝１２．
・・・と上記の４状態を繰り返す。ここで、Ａ、、Ａ、
は定数である。局部発振光の光周波数と信号光の光周波
数の大小関係により、右辺の第１項と第２項の符号に違
いが生じている。 このビート出力を２分し、その一方に他方に対してＴ５
の遅延をかけ、一方の位相をπ／２ずらして加算する。 例えば、一方の分岐をＴ。 遅延させた信号と他方の分岐の位相を９０°ずらした信
号を加算した出力Ｘ１は、 Ｘ＋　（ｔ）　＝　　Ａｔ　ｅｏｓ　（（ω５１　　（
ＩＪＬ　）　ｔ＋０１）＋Ａ２ｃｏｓ　（（ω１４−ω
Ｓ２）　　ｔ＋θ２）＋ＡＩｃｏｓ　（（ω彊−ωＬ）
ｔ＋θＩ）−Ａ２　ｃｏｓ　（（ωＬ−ω５２）　ｔ＋
θ２）＝　２　Ａ　１ｃｏｓ　（（（ＩＪＳＩ　　（Ｉ
ＪＩ、）ｔ＋θ１）となり、ω５．とωＬ　（ω５〉ω
、）のビート成分のみが現れる。同様にして、これに続
くサブタイムスロットのボートＸの出力は、 Ｘ２　　（ｔ）−２Ａｌ　ｓｉｎ　（（ωｓ＋−ωＬ）
ｔ＋０１）Ｘ３　　（ｔ）　−−２Ａ＋　ｅｏｓ　（（
ω５、−ωＬ）１＋θ１）Ｘ４　　（ｊ）　−２ＡＢ　
Ｓｉｎ　（（Ｃ＋Ｊｓ＋　　（ＩＪＬ　）　　ｔ＋０１
）となる。逆に、先受信器出力を分岐した一方の信号を
Ｔｓ遅延させ位相を９０°ずらした信号と、もう一方の
分岐の信号を加算した出力Ｙは、各サブタイムスロット
で、 Ｙ＋　（ｔ）　−Ａｔ　ｓｉｎ　（（ωｓＩ　　Ｉｔ　
）　ｉ十〇、）Ａ２　　ｓｌｎ　　（（ωｔ、　　−ω
ｓ２）　　　ｔ　　＋　０２　）＋Ａｌ５１ｎ　（（ω
３１−ω１）１＋θ、）Ａ２　ｓｉｎ　（（（ＩＪＬ　
　（１−１５２）　ｔ＋θ２）−−２Ａ２　ｓｉｎ　（
（（ＬＩＬ　−（ＩＪＳ２）　ｔ＋θ２）Ｙ２　（ｔ）
　−−２Ａ２ｅｏｓ　（（ω、−ωＳ２）　ｔ＋θ２）
Ｙ３　　（ｔ　）　−２Ａ２　ｓｉｎ　（（ωＬ−ωＳ
２）　を十θ２）Ｙ　４　　（ｔ）　　＝２Ａ　２　ｃ
ｏｓ　　（（ωｔ　　−ωｓｚ）　　ｔ　　＋０２　）
となり、ω５２とωＬ　（ω１．〉ωＳ）のビート成分
のみが現れる。周波数によらず９０゛位相をずらすのに
は、微分回路や積分回路等を使った移相回路などが使え
る。但し、このような回路を使うには、ビート周波数を
サブタイムスロットの逆数に対して同程度以上に高くす
るのが好ましい。 ここで、各サブタイムスロットの出力を検波すれば、 となり、それぞれの信号のパワーＡ１２Ａ２２に比例す
る信号出力を得ることができる。 ここで、Ｐは定数である。出力ポートは必ずしもＸとＹ
の両者を備えている必要はなく、少なくとも一方を備え
ていればよい。 なお、サブタイムスロットの長さとＩＦ周波数の周期が
近い場合には、サブタイムスロットの中での平均出力を
求める際に、ＩＦ周波数の位相により出力が変動する可
能性がある。この変動を避けるためには、実際に出力を
検知して平均をとるサブタイムスロットの長さをＴ５と
して、ｆ＋ｐ＝ω＋ｐ／２π＝ｍ／Ｔｓ　　　（ｍ−１
，２，３−）であるか、１／Ｔｓ　　＜：ｆ＋ｐである
かのいずれかであればよい。 第４の発明は第３の発明の変形で、局部発振光源の位相
スイッチングのかけ方をπ／２と一π／２の交互にかけ
るようにしたものである。 第４の発明では最低２つのサブタイムスロットが必要で
ある。第３の発明と同様な条件で考えると、各サブタイ
ムスロットの先受信器出力には、 ＩＩ（ｔ）　−Ａ、　ｃｏｓ　（（ω５１−ωＬ）ｊ＋
θ、）＋Ａ２ｃｏｓ　（（ωＬ−ωＳ２）　　ｔ＋θ２
）１２　　（ｔ）　＝　　Ａ＋　ｓｌｎ　（（ωｓ＋　
　（ＩＪＬ　）　　ｊ＋６１）−Ａ２　ｓｌｎ　（（ｔ
＋Ｊｔ　−＜ＩＪｓ２）　　ｔ＋０２）が、交互に現れ
る。このビート出力を２分し、その一方に他方に対して
Ｔ５の遅延をかけ、方の位相をπ／２ずらして加算する
。例えば、一方の分岐をＴｓ遅延させた信号と、他方の
分岐の位相を９０°ずらした信号を加算した各タイムス
ロットの出力Ｘは、 Ｘ＋　（ｔ）　−２Ａ＋　ｃｏｓ　（（ωｓ１−ωＬ）
１＋θＩ）Ｘ２　　（ｔ）　＝−２Ａ２　ｓｉｎ　（（
ωＬ　　（ＬＩＳ２）　を十０２）となり、ωｓ１とω
Ｌ　（ωＳ〉ωＬ）のビート成分とωｓ２とω、（ω、
〉ω５）のビート成分が交互に現れる。同様に、Ｔ５遅
延をかけ９０゜ずらした分岐と遅延をかけない分岐の信
号を加算した出力Ｙは、 Ｙ＋　　（ｔ）　＝　　２Ａ２ｓ！ｎ　（（ＩＪＪＬ　
　ｕｓ２）　を十θ２）Ｙ２　　（ｔ）　−２Ａ＋　ｃ
ｏｓ　（（ωｓ＋　　（ＪＬ）　を十０１）となる。従
って、サブタイムスロット毎にＸとＹの出力ポートを切
り替えてやれば、ω５〉ω、の成分のみ、或いはω、〉
ω５の成分のみの受信が可能になる。即ち、イメージ除
去受信が可能になる。なお、信号パスの切り替えは、９
０°ハイブリッド回路の後段で行う代わりに入力側で行
ってもよい。 第２．第３及び第４の発明においては、局部発振光の位
相ないし偏波をスイッチングする際に、光周波数が大き
く変化し、信号復調やＡＦＣ動作の誤りの原因となる。 そこで、第２．第３及び第４の発明に前述した実施態様
■の機能を付加すれば、スイッチング状態のビート信号
を信号復調に利用しないことにより、信号復調時の誤り
の増加を防止することができる。タイムスロットＴの内
、スイッチングに要する時間の総計をδＴとすると、受
信に利用できる光出力は（Ｔ−δＴ）／Ｔになるのでパ
ワーペナルティが生じるが、δＴ／Ｔを小さくすること
により、パワーペナルティも小さくできる。同様に、実
施態様■の機能を付加すれば、スイッチング状態のビー
ト信号を局部発振光源のＡＦＣに利用しないことにより
、局部発振光源の周波数変動を抑えることができる。 第５の発明は、位相スイッチングと偏波スイッチングを
同時に行うコヒーレント光送信方式ビットレートＲ５の
逆数のタイムスロットＴを２つ以上の位相サブタイムス
ロットに分け、この位相サブタイムスロットの境界で、
光送信装置の半導体レーザにパルス電流を印加してδθ
−±π／２の位相変調がかける。なお、以下の記述では
、δθ−±π／２に対応して復号同順とする。あるタイ
ムスロットの最初の位相サブタイムスロットの光出力電
界強度を、Ｅｓ　／Ｊ２１　ｃ　ｏ　ｓ　　（ω５　　
を十θ、）とすると、次の位相サブタイムスロットの光
出力電界強度は、±ｌ　Ｅｓ　／Ｊ　２　ｌ　ｓｉｎ　
　（ω５　ｔ＋θＳ）となる。位相サブタイムスロット
の数が３つ以上のときは、上記の２状態が交互に現れる
ことになる。従って、送信装置出力光には直交する位相
成分が交互に現れることになる。 光受信装置の周波数ωＬの局部発振光源の出力光は、偏
波スイッチングにより２つの直交する偏波状態を交互に
とる。これを、偏波サブタイムスロットと呼ぶことにす
る。偏波サブタイムスロットは、１つのタイムスロット
の中のある２つの独立な位相状態をとるサブタイムスロ
ットのそれぞれの中に、独立な２つの偏波状！！Ａ、Ｂ
が必ず現れるように設定されている。Ａの偏波サブタイ
ムスロットには電界強度ＩＥＬ／％／２ＩＣＯ８（ωＬ
１＋θＬＡ）の偏波状ＢＡの出力光が、Ｂの偏波サブタ
イムスロツトには電界強度ｌＥ＋、／へ’２１ｃｏｓ（
ω、ｔ＋θＬＢ）の偏波状態Ｂの出力光が現れる。 この局部発振光を光送信装置からの光と混合して先受ｆ
８器て受信する。信号光パワーのうち偏波状態Ａの成分
をξ　２、偏波状態Ｂの成分をξＢ２とすると、ξＡ′
＋ξＢ２−１である。 ここでξい、ξ８は、０≦ξ９≦１，０≦ξＢ≦１に選
ぶものとする。このとき、各位相サブタイムスロット１
．２と偏波サブタイムスロ・ソ）−ＡＢに対応して、 Ｓ＋Ａ（ｔ）”　ＰξＡ　Ｉ　ＥＳ　ＥＬ、　／２１　
ｃｏｓ（ωｌＰｔ十θ５−０１．Ａ）Ｓ＋１１（ｔ）−
ＰＦ３　Ｉ　ＥｓＥＬ　／２１ｅｏｓ（ωｌＰｔ＋θ５
−θＩ４８）Ｓ２Ａ（ｔ）−±Ｐξｐ、　Ｉ　ＥＳ　Ｅ
Ｌ　／２１ｓｌｎ（ω＋ｐｔ＋θＳ−θＬＡ）ＳｚＢ（
ｔ）−±Ｐ　Ｅｓ　ｌ　Ｅｓ　Ｅｔ　／２１５ｉｎ（ω
＋ｐｔ＋θ、−θＬＢ）なるビート出力成分が現れる。 ここで、Ｐは損失と変換効率を現す定数であり、ωＩＦ
−ωＳω１、は中間周波数であり、０であってもよい。 この出力を二乗検波すると、 ＳＩＡ’（ｔ）−Ｐ２ＥＡ’　ｌ　ＥＳ　ＥＬ　／２１
２ｃｏｓ２（ωｌＰｔ＋ΔθＡ）Ｓ＋５２（ｔ）−Ｐ２
ξａ”　　ＩＥｓ　ＥＬ／２１２ｃｏｓ２（ωｌＰｔ＋
ΔθＢ）Ｓ２Ａ’（ｔ）−ｗｐ２ξＡ　’　　ｌ　Ｅ５
　ＥＬ　／２　ｌ　２ｓｉｎ２（ω＋ｐｔ＋ΔθＡ）Ｓ
ｚＢ２（ｔ）−Ｐ２ＥＢ’　ｌ　ＥＳ　ＥＬ　／２１”
　５ｉｎ２（ωＩＰｔ＋Δθ８）なる値が得られる。こ
こで、Δθ４−θＳ−θＩ−い、ΔθＢ−〇Ｓ−〇ＩＢ
である。これらの検波出力の和をとれば、 Ｓ２””５ＩＡ２＋５ＩＢ２→−８２Ａ’　＋　５２Ｂ
＝Ｐ２１　ＥＳ　ＥＬ　／２１２ なる値が得られ、ωＩＦ〜０でも信号光と局部発振光の
位相差によらず、また、光受信装置における信号光の偏
波状態にも依存しない受信ができることになる。 実際には光源の位相は位相雑音により時間的に変動する
が、Ｔの間の位相変動が十分に小さければ大きなペナル
ティにはならない。偏波状態の変動もＴに比べてゆっく
りしているのが普通である。なお、ｆｌＦ周波数が十分
に低ければ問題ないが、位相と偏波で決まるサブタイム
スロットの長さＴ５とＩＦ周波数の周期が近い場合には
、サブタイムスロットの中で出力が変化する。その平均
出力か一点の代表値を求めるものとすると、ＩＦ周波数
の位相により出力が変わってしまう。この変動を避ける
ためには、実際に出力を検知して平均をとるサブタイム
スロットの長さをＴｓ　　として、ｆ　＋ｐ−ｍ　／　
Ｔ５（ｍ＝１．２．３・・・）となるように選べばよい
。 第６の発明は、第３の発明のイメージ除去受信で位相ス
イッチングを局部発振光源の代わりに光送信装置で行う
コヒーレント光伝送システムである。その動作原理は、
位相スイッチングが局部発振光源ではなく光送信装置に
おいて行われることを除いて、第３の発明と全く同様で
ある。なお、イメージ成分も所望の信号成分と同期して
同じ様に位相スイッチングされている必要がある。 第７の発明は、第４の発明のイメージ除去費イ３で位相
スイッチングを局部発振光源の代わりに光送信装置で行
うコヒーレント光伝送システムである。その動作原理は
、位相スイッチングが局部発振光源ではなく光送信装置
において行われることを除いて、第４の発明と全く同様
である。なお、イメージ成分も所望の信号成分と同期し
て同じ様に位相スイッチングされている必要がある。 また、前述した実施態様■は第６又は第７の発明のイメ
ージ除去機能を、第２の発明の偏波スイッチング機能を
組み合わせたコヒーレント光伝送システムである。この
場合、光送信装置でイメージ除去のための位相スイッチ
ングを、局部発振光源で偏波スイッチングを行うことに
より、光受信装置に到達する信号光の偏波状態に依存し
ないイメージ除去受信が可能になる。 実施態様■は、第５．第６又は第７の発明において、光
信号の周波数変化からクロック抽出を行うものである。 信号からタロツク抽出を行う場合には信号の値が変化し
ない場合、クロックに周期成分が現れないので、安定な
りロック抽出が難しい。第５．第６．第７の発明の信号
光には、信号光の値によらず周期的な位相スイッチング
のためのパルス状の周波数変調がかけられている。これ
を使うことにより、信号の値にかかわらず、安定したク
ロックの抽出が可能になる。 実施態様■では、第５の発明又は実施態様■において、
信号光に位相スイッチングのためのパルス状の周波数変
調が、局部発振光には偏波スイッチングのためのパルス
状の周波数変調がかけられており、ビート信号には両者
が現れる。 それぞれの周波数変調パルスの波形、パルスパターン、
極性のいずれかを変えておけば、その周波数変化を検知
したとき、どちらの周波数変調かの区別がつけられ、偏
波スイッチングのタイミングの制御、クロックの抽出等
が可能になる。 第５．第６又は第７の発明においては、局部発振光や信
号光の位相ないし偏波をスイッチングする際に、光周波
数が大きく変化し、信号復調やＡＦＣ動作の誤りの原因
となる。そこで、実施態様■では、スイッチング状態の
ビート信号を信号復調に利用しないことにより、信号復
調時の誤りの増加を防止する。タイムスロットＴの内、
スイッチングに要する時間の総計をδＴとすると、受信
に利用できる光出力は（Ｔ−δＴ）／Ｔになるのでパワ
ーペナルティが生じるが、δＴ／Ｔを小さくすることに
より、パワーペナルティも小さくできる。同様に、実施
態様■は、スイッチング状態のビート信号を局部発振光
源のＡＦＣに利用しないことにより、局部発振光源の周
波数変動を抑えるものである。 第５．第６又は第７の発明を光ＦＤＭに応用した場合、
信号光の位相をスイッチングする際に光周波数が大きく
変化するので、別のチャンネルの信号に干渉する虞れが
ある。また、第６゜第７の発明では、隣接するイメージ
信号の位相が所望の信号の位相と同じ様にスイッチング
されないと、イメージ除去が行えない。この問題は、実
施態様■のように各光送信装置の位相スイッチングの同
期をとることにより解決される。 周波数変動は各チャンネル同時に生じるので、実施態様
■と組み合わせることで他チャンネルの周波数変動によ
る信号の誤りを防止でき、実施態様■と組み合わせるこ
とで他チャンネルの周波数変動によるＡＦＣ誤動作を防
止できる。 また、どのチャンネルでも第６．第７の発明のイメージ
除去受信が可能になる。（実施例）以下、図面を参照し
てこの発明に係わる偏波スイッチング光源、光受信装置
及びコヒーレント光伝送システムの実施例について順次
説明する。 〈実施例１：偏波スイッチング光源〉 第１図は第１の発明に係わる偏波スイッチング光源の一
実施例を示す概略構成図、第２図は同実施例に使われて
いる半導体レーザの構造と動作を説明するための図、第
３図は第１図の実施例の偏波スイッチング光源の動作原
理を説明するための図である。 第１図に示すように、この偏波スイッチング光源は、半
導体レーザ１、半導体レーザ１にバイアス電流とパルス
電流を印加するための駆動回路２、半導体レーザ１の出
力光を平行ビーム光にするためのレンズ３、アイソレー
ション比６０ｄＢ以上の光アイソレータ４、光アイソレ
ータ４からの出力光を２つに分岐するためのｌ：ｌビー
ムスプリッタ５、ビームスプリッタ５で分岐した２つの
光路の長さを所定の光路差δノに調整するための光学系
６、一方の分岐の光の偏光を９０度回転さ、せるための
λ／２波長板７、二つの分岐の光を合波するための偏光
ビームスプリッタ８、及びこれらに付随する光学系、レ
ーザ安定化系等からなる。ビームスプリッタ５から偏光
ビームスプリッタ８まではマツハツエンダ干渉計と類似
の光学系９を構成しているが、一方の分岐の光に遅延が
かけられ、合波する際に偏光が直交していることが特徴
である。 ここに使われている半導体レーザ１は第２図（ａ）に示
すような、ｎ−１ｎＰ基板１０上に形成された長さ　１
．５−厘の３電極位相シフト構造分布帰還型（Ｄ　Ｆ　
Ｂ　）　１ｎＧａＡｓ／ＩｎＧａＡｓＰ多重量子井戸（
ＭＱＷ）半導体レーザである。活性層１１は幅７０人の
ＩｎＧａＡｓ層１１ａと幅８０人の１ｎＧａＡｓＰ　（
波長１．３．ｕ　ｍ組成）バリア層１１ｂを交互に積層
した井戸数１２の多重量子井戸構造をしている。この多
１ｉ１１子井戸活性層１１の上下にはＩｎＧａＡｓＰ　
（波長１．３μｍ組成）先導波層１２．１３が形成され
ており、その一方１３には一次の回折格子１４が形成さ
れている。活性層１１及び先導波層１２．１３はｐ−１
ｎＰクラッド層〕５と　ｎ−１ｎＰクラッド層１６によ
り挟まれており、上下の電極１７．１８よりクラッド層
を介してそれぞれ正孔と電子が注入される。レーザの中
央部の回折格子にはλ／４位相シフト領域１９が形成さ
れており、レーザ両端面にはレーザ発振光に対して反射
率０．３％以下の無反射コーティング２０が施されてい
る。上部電極の長さは中央部１７ａが約７００μｍ１両
端部１７ｂ、１７ｃが約４００．ｃｚｍで、各電極の間
の半導体層には幅４μｍの高抵抗領域２１が形成されて
おり、上部電極間の抵抗はＩＭΩ以上ある。半導体レー
ザ１はヒートシンクの上にマウントされており、ベルチ
ェ素子や感熱素子と共にパッケージされ、温度フィード
バック回路により±０．０１℃の温度安定化が行われて
いる。 この半導体レーザ１は、各電極へ注入するバイアス電流
を調整することにより、第２図（ｂ）に示すように変調
周波数１００ｋｔｌｚから　１５Ｇｔｌｚまで約０．８
Ｇｌｌｚ／ｓ＾のフラットなＦＭ変調効率が得られる。 このときＦＭ変調電流は、レーザ１の中央部の電極１７
ａにのみ印加している。平棒体レーザ１はこのようにバ
イアスした状態で波長的１．５５μｍの単一モード発振
をしている。発振光は直線偏光である。半導体レーザ１
の優れた特性に加え、光アイソレータ４による戻り光の
抑圧、温度安定化、バイアス電流安定化、外部環境に左
右されにくいパッケージ等の効果により、サイドモード
抑圧比は４０ｄＢ以上、発振スペクトル半値全幅はＩＭ
Ｈｚ以下に制御されている。 第３図（ａ）はこの半導体レーザ１．の中央部に駆動回
路２を介して重畳するパルス電流波形の一例である。τ
／　２　＝　５００ｐｓ毎に振幅３．１２５ｍＡ％幅δ
τ−ｆ００ｐｓの電流パルスが正負交互に印加される。 その結果、第３図（ｂ）に示すように、幅δτのパルス
状にレーザ発振周波数が２．５ＧＩｌｚ正負交互に変調
される。これを中心発振周波数の位相の形で表現すると
、第３図（Ｃ）に示す如くπ／２毎に０とπ／２の間を
スイッチすることになる。ここでは説明を容易にするた
めに上記の理想的なパルス波形を仮定して説明を行うが
、この実施例の趣旨は出力光の位相をＯとπ／２の間で
ｒ　／　２と比べて短い時間内にスイッチできれば良い
わけで、電流や発振周波数の変調波形は上記の例に限定
されるものではない。実際には電流や発振周波数の変調
波形を完全な矩形波にすることは困難であるので、出力
の位相が第３図（ｅ）の如くπ／２毎に０とπ／２の間
を短時間内に変化するように駆動回路２を調整しておく
ことになる。このときの出力光の光電界は、 Ｅｏ　−Ｊ　２１　Ｅｏ　ｌ　ｃ　ｏ　ｓ　（ωｔ＋θ
（ｔ））と書ける。但し、ここでωは発振光角周波数、
θ（１）は第３図（ｃ）に示す位相で、である。ここで
、ｍは整数である。ｔ−ｍτ−π／２−δτ〜δτとτ
−δτ〜τの間はこの中間の位相を連続的に変化する。 光学系９の光路差δノは、一方の光路Ｂに他方の光路Ａ
と比べてπ／２の遅延を与えるように設定されている。 τ／　２−５９９ｐｓで光路が空気中の場合の光路差δ
ノは、 ６ｌ−ｃｏＸ（π／２） より、１５（！ｌとなる。ここでＣ８は真空中における
光速である。光路Ａの偏光ビームスプリッタ８における
光電界ＥＡを、 ＥＡ　＝　Ｉ　Ｅｏ　　Ｉｃｏｓ　　（ωを十θ（ｔ）
十＄＾）＝ＩＥｏ　Ｉｃｏｓ　　（ωを十θＡ（ｔ））
と記すと、光路Ｂの偏光ビームスプリッタ８における光
電界ＥＢは、 ＥＢ　＝　ｌ　Ｅｏ　１ｃｏｓ　（ω（ｔ−τ／２）＋
θＡ　（を−τ／２）＋φＢ）−ｌＥｏ　１ｃｏｓ　　
（ωｔ＋θＢ（ｔ））但シ、δφ−φＢ−ωτ／２　　
　（−πくδφ≦π）θ、（ｔ）−θ＾　（ｔ−τ／２
）＋δφとなる。ここでは簡単のために位相φＡ−〇と
おく。ＥＡとＥＢはそれぞれＸ方向、Ｘ方向に偏波して
いるものとする。光路Ａと光路Ｂの位相差δφは光路長
δノのずれが波長周期変化する毎に−πからπまで変化
する。第３図（ｄ）はδφ−０の場合のθＡ　（１）（
実線）とθ８（ｔ）（破線）を示した図、第３図（ｅ）
（ｆ）はそれぞれタイムスロット■、■の偏波ビームス
プリッタ８出力光の電界の状態を示す図である。第３図
（ｅ）（ｆ）より明らかなように出力光は右円偏光と左
円偏光という二つの直交する偏波状態をτ／２毎にスイ
ッチすることになる。但し、０＜ｔ−ｍτくτ／２−δ
τとτ／２＜ｔ−ｍτくτ−δτ（ｍは整数）の間は中
間の偏光状態をとる。この様子をポアンカレ球上で表現
すると第３図（ｇ）のようになる。但し、ここでは文献
（Ｓ、　Ｃ，Ｒａｓｈｌｅｌｇｈ；　Ｊｏｕｒｎａｌｏ
ｆ　　Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ　　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　
　Ｖｏｌ、ＬＴ−１，Ｎｏ２゜ｐｐ、３１２−３３１（
１９１１１３年６月）の記法に従っている。 ＥＡ（！：ＥＩ＋は振幅が等しいので、合成出力光の偏
波状態はＰＬＱＲ切断円上に存在する。 Δθ（１）−θＡ　　（ｔ）−θＢ　　（ｔ）とすると
、Δθは点ＰからＬ方向へ測った偏角に相当する。この
円周上で原点Ｏに対して対称な位置にある２つの偏波状
態は直交する。 この例では、タイムスロット■にて右円偏波Ｒ（Δθ−
−π／２）、タイムスロット■にて左円偏波しく八〇−
π／２）であり、スイッチング時には偏波状態はＲＰＬ
半円半円柱復する。 第３図（ｈ）と（ｉ）は、それぞれδφ−−π／２の場
合のθＡ　　（ｔ）　　（実線）、θＢ　　（ｔ）（破
線）を示す図と出力光の偏波状態を示す図である。Ｘ軸
に対して４５度、−４５度の二つの直交する直線偏波状
態Ｐ、Ｑの間をＰ＝Ｌ−→Ｑとτ／２毎にスイッチする
ことになる。 同様に、δφ−πの時は２つの円偏光状態が、δφ−π
／２の時は２つの直交する直線偏波が、ｒ　／　２毎に
交互に現れる。これ以外の場合は出力光は楕円偏波にな
るが、ｏ＜ｔ−ｍτくτ／２−δτにおけるΔθ−θ４
−θ８とτ／２くｔ−ｍτくτ−δτにおけるΔθがπ
だけ異なっているので、この場合もτ／２毎に直交する
二つの楕円偏波状態が現れる。即ち、第３図（ｊ）に示
したように、ＰＬＱＲ円周上で円対称の２点ＳＳＴの偏
波状態を交互にとることになる。従って、−射的に言っ
て、第３図（Ｃ）のように位相変調された光を光学系９
に通すと、その出力には２つの直交した偏波状態がτ／
２毎に交互に現れることになる。よって、周期τで２つ
の直交状態にある偏波状態をスイッチングする偏波スイ
ッチング光源が実現される。 この実施例の偏波スイッチング光源の変調方法で重要な
ことは、２つの直交する偏波状態の現れる時間を等しく
することである。ここで、そのための条件を明確にしよ
う。いま、１−０〜τのあいだでΔθ（１）−θＡ　　
（ｔ）−θｓ　　（ｔ）がΔθ。となる確率を位相差確
率密度関数Ｐｒ（Δθ０）と定義する。ここで、Ｐｒ（
Δθ。）の変数Δθ。は主鎖として−πくΔθ。≦πを
とるものとする。また、である。Δθ１を任意の位相差
とすると、Δθ−Δθ１の場合の出力偏波状態とΔθ−
Δθ１±πの場合の出力偏波状態は直交する。従って、
Ｑ（Δθ）−Ｐｒ（Δθ）−Ｐｒ（Δθ十π）が全ての
Δθについて０になれば、０〜τの間に現れる偏波状態
は直交する２つの偏波状態を等しくとることになる。即
ち、偏波状態はＰＬＱＲ円周上で円対称の２点をとる確
率が等しくなり、完全な偏波スイッチング状態が実現で
きる。しかし、上記の変調方法ではδτ−０でないかぎ
り、第３図（ｇ）（ｉ）（ｊ）に示すように位相をスイ
ッチする過渡部における偏波状態は相殺しない。即ち、
不完全な偏波スイッチング光源である。しかし、δτを
十分に短くして Ｒ−Ｊ”ＩＱ（Δθ）１ｄ（Δθ）／２を１に比べて十
分に小さくすることにより、実用上偏波スイッチング光
源として利用することができるわけである。実用上はＲ
＜　０．２５が好ましい。この例ではＲ〜０．２である
。 なお、変調により時間平均のレーザー発振スペクトル線
幅は増大することになる。これは、周波数の近い一定の
偏波状態と位相を有する別の単色光とビートをとった場
合に、ビート信号の時間的な位相不連続の原因となる。 即ち、タイムスロット■とタイムスロット■では一般的
にビート信号の振幅だけでなく位相も変化する。 ビート信号の位相変化は別の単色光の偏波状態にも依存
する。δτを長くすると過渡部の時間辺りの位相変化は
緩やかになり、平均スペクトル線幅が広がる。δτを短
くすると位相変化は急峻になり、スペクトル線幅は狭い
が離れた点にサイドバンドが生ずる。 半導体レーザの直接変調の変調速度は外部位相変調器を
用いる場合より容易に高速化できる。 また、スイッチングのための駆動は数ｍＡの電流でよく
、数Ｖ以上の電圧駆動を要する高速外部位相変調器と比
べて駆動回路の負担が小さい。 この実施例の偏波スイッチング光源のスイッチング周波
数（ｆ　、ｃ−１／τ）はＩＧＩＩｚである。 なお、偏波スイッチングの周期が対象となる現象の変化
速度に比べて十分に速い場合は、この偏波スイッチング
光源を偏波スクランブル光源と考えることができる。 第４図は第１図の偏波スイッチング光源をモジュール化
した例である。半導体レーザ１、レンズ３や光アイソレ
ータ４はベルチェ素子などと共にモジュール４】内に収
容されている。半導体レーザ１は基本的に第２図の例の
ものと同じである。光アイソレータ４出力光は、球レン
ズ４２により１：１偏波保存フアイバカブラ４５の入力
ファイバに偏波を合わせて結合する。 ファイバカブラ４５の出力は２本の偏波保存光ファイバ
４３（光路Ａ）、４４（光路Ｂ）に接続されている。偏
波保存光ファイバ４３と４４のもう一方の端は、偏波主
軸が直交するように偏波分離ファイバカブラ４８につな
げられている。偏波分離ファイバカブラ４８は一方の偏
波の光をほぼ１００％もう一方の光ファイバに移すが、
もう一方の偏波の光はほぼ１００％同じ光ファイバの中
に残すように設計されたファイバカブラである。従って
、２本の偏波保存光ファイバ４３．４４を伝わってきた
光は一本のファイバ４９に出力されることになる。偏波
保存光ファイバ４４は、偏波保存光ファイバ４３よりも
δ／　−（ｃｏ　／ｎｅｗ＋　）　Ｘ　（ｒ／２）だけ
長く、その結果、偏波分離ファイバカブラ４８において
光路Ｂ４４の光には光路Ａ４３の光に対してτ／　２　
＝　５００ｐｓの遅延がかかることになる。 δｌは光ファイバの等偏屈折率ｎ　ａｒｔを１．５とし
て１０ｃ１こなる。半導体レーザ１の変調方法と動作、
効果は前の実施例と同じである。 なお、モジュール化の範囲は上記の例に限られるもので
はなく、例えばファイバカブラ４５゜４８、光ファイバ
４３，４４．４９などを含めてもよい、光ファイバはピ
グテール状にモジュールと一体化されていてもよい。ま
た、２つの分岐の合波には偏波分離カブラを使うことが
必須ではなく、１０：１の偏波分離カブラや通常の偏波
無依存の光カブラを用いてもよい。この場合、もう一方
のファイバ出力光を用いて偏波スイッチングのフィード
バック制御を行うことも可能である。半導体レーザ１も
第２図の例に拘束されるものではなく、ＤＢＲレーザ、
外部共振器レーザ、ダブルへテロレーザ、歪みｍ　Ｔ−
井戸レーザなど色々な半導体レーザが使える。 半導体レーザの材料もＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ系、Ｇａ
Ａｓ／ＡｌＧａＡｓ系系、ＧａＳｂ／ＧａＡ　Ｉ　Ｓｂ
系など種々の組み合わせが考えられ、可視、赤外など広
い範囲の光に応用できる。 本発明の偏波スイッチング光源の構成で偏波スイッチン
グを行うための変調方法は上記の例以外にも種々の方法
が考えられる。 ます、第５図を用いて偏波スイッチング光源の別の変調
方法の例を説明する。発振周波数の変調波形を第５図（
ａ）に示す。この例ではτ−１ｎｓおきに幅δτ−１０
０ｐｓに渡って周波数偏移５ＧＨｚの周波数変調をかけ
る。このパルス印加の前後で発振光の位相はπ変化する
ことになる。光学系では分岐４４にπ／２の遅延がかけ
られるので、偏波分離ファイバカブラ４８で合波する光
電界の位相θＡ　　（ｔ）とθＢ　（ｔ）は、前の例と
同様に考えて第５図（ｂ）のようになる。ここで、δφ
−０を仮定した。この結果、Δθ（１）−θＡ　　（ｔ
）−θＢ　（ｔ）はＯとπの間をπ／２毎にスイッチす
ることになる。光路Ａの光と光路Ｂの光の偏光はカブラ
４８で直交しているので、カブラ４８の出力には直交す
る２つの直線偏波がπ／２毎に交互に現れることになる
。δφ≠０の場合も同様にΔθがπ／２毎にπ変化し、
直交する２つの円偏波又は楕円偏波が交互に現れる。よ
って、δφによらず偏波スイッチング光源が実現される
。但し、第５図（ｃ）にポアンカレ球のＰＬＱＲ切断円
周上での偏波状態の変化を示すように、タイムスロット
■とタイムスロット■は偏波状態は同じであるが、位相
はπ変化、即ち反転している。 同じくタイムスロット■とタイムスロット■も偏波状態
は同じであるが、位相は反転している。 この点は前の例と異なる。 先に完全な偏波スイッチング光源を得るための条件を述
べた。ここではその条件を満足する変調方法の例を３つ
、それぞれ第６図、第７図、第８図により説明する。光
学系の構成はいずれも第４図の例と同じとする。第６図
、第７図、第８図とも、（ａ）はレーザ変調電流波形、
（ｂ）は偏波分離ファイバカブラ４８で合波する光電界
の位相θＡ　　（ｔ）とθＢ　　（ｔ）、（Ｃ）はポア
ンカレ球のＰＬＱＲ切断円周上での偏波状態の変化を示
す図である。いずれの場合も位相差確率密度関数Ｐｒ（
Δθ）は第６図（ｄ）のようになり、Ｒ−０となる。従
って、０〜τの間で過渡状態における偏波状態も直交す
る２つの状態を等しくとる。但し、タイムスロット■と
■の間で位相の反転が起きている。図（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）ではδφ−０の場合を示したが、前の倒置様、δ
φ≠０でも偏波スイッチングが実現できる。 今まで述べた例では２つの独立な偏波状態の切り替えを
考えたが、３つ以上の偏波状態の切り替えも可能である
。３つの偏波状態の切り替えを行う例を第９図に示す。 この例では１つのパルスで２７３πの位相変調が与えら
れる。また、２つの光路の伝搬遅延もπ／２に限られる
ものではない。π／４の遅延をがけた例を第１０図に示
す。いずれも（ａ）はレーザ変５！Ｊ電流波形、（ｂ）
は偏波分離ファイバカブラ４８で合波する光電界の位相
θ＾　（１）とθＢ　　（ｔ）を示す図である。この他
にも種々の変調方法の変形例が考えられる。 〈実施例２：光受信装置■〉 次に、第２の発明の光受信装置の実施例について説明す
る。 第１１図は、この発明の一実施例の１００Ｍｂ／ｓのＦ
ＳＫシングル・フィルタ検波方式ヘテロダイン光受信装
置の構成図である。局部発振光源となる偏波スイッチン
グ光源１００は第４図の構成とほぼ同じである。局部発
振光源１００の出力光は、光ファイバ４９を介して１：
１光カブラ１０２に入力する。受信光信号は光ファイバ
１０１を介して１：１光カブラ１０２に入力する。局部
発振光源１００の出力光と受信信号光とは光カブラ１０
２において１：１に混合され、光ファイバ１０３ａ、１
ｏ３ｂを介して平衡光受信器１０４でヘテロダイン受信
される。 このとき、光カブラ１０２は　１８０度ハイブリッドと
して働く。平衡光受信器１０４は２個のホトダイオード
１０５ａ、１０５ｂを直列に並べた光受信部と、２個の
ホトダイオード１０５ａ。 １０５ｂの中間から出力をとる中間周波数（ＩＦ）帯フ
ロント・エンド増幅器１０６からなる。ホトダイオード
１０５ａと１０５ｂは量子効率、応答速度及び暗電流等
の特性が概略等しく、それぞれ光ファイバ１０３ａと１
０３ｂに略等しい結合効率η−η、−η、で結合してい
る。ＩＦ増幅器１０６の後段にはバンドパス・フィルタ
１０７．　　ミキサ１０８．信号分岐回路１０９．遅延
τ／２の遅延回路１１０゜ローパスフィルタ１１１及び
アナログ加算回路１１２が接続されている。また、バン
ドパス・フィルタ１０７の出力の一部はＩＦ周波数自動
制御（ＡＦＣ）回路１１３に結合しており、ＡＦＣ回路
１１３はレーザ駆動回路２を介して局部発振光源１００
内部の半導体レーザ４１の電流を制御することにより、
ＩＦ周波数を一定に保っている。 次に、この実施例の光受信装置の動作を説明する。１ビ
ツトのタイムスロットＴ−１，Ｏｎｓを２つに分けた５
ｎｓのサブタイムスロット毎に偏波状態をスイッチング
する。偏波スイッチングは、第３図の変調方法により実
現している。ここでは簡単のため、光ファイバ４９にお
ける偏波回転はないものと仮定し、光カブラ１０２にお
ける偏波座標系ＯＸＹを、第３図の偏波スイッチング光
源の偏波座標系ＯＸＹに対応させるものとする。このと
き、局発光の電界強度ＥＬのＸ成分ＥＬ１とｙ成分ＥＬ
ｙはそれぞれ、Ｅｔ、、−（ｌ　ＥＬ　ｌ　ＩＪ２）　
ｃｏｓ　（（ＪＪＬ、　ｔ＋θ（ｔ））Ｅｔ−−（ｌ　
ＥＬ　ｌ　ＩＪ　２）瀉　（ω、１＋θ（ｔ−ＩＪ２）
十δθ、）但し、　　θ　（ｔ−ＩＪ２）−〇　（１）
　＋πｆ　　（ｔ）と記すことができる。ここで、Ｎは
整数である。 この実施例ではτ−１０ｎｓである。なお、ここでは説
明を簡単にするために、スイッチング時間を無視する。 この影響については、後で考察する。 一方、光ファイバ１０１から光カブラ１０２に入力され
る信号光の光電界Ｅ、のＸ成分Ｅ８、とｙ成分ＥＳｙは
それぞれ、 ＥＳｍ＝ｌＥ５１　ｅｏｓξ・ｃｏｓ　（ωｓ　　（ｔ
）　ｔ）Ｅｓｙ−ＩＥｓ　　１ｓｉｎξ・ｅｏｓ　　（
ωｓ　　（Ｄ　　ｔ＋δθＳ）と書ける。但し、０≦ξ
≦π／２は信号光の偏波状態を表す。ω、（ｔ）は信号
値Ｓが“１”ならω５３、Ｓ−“０“ならω５２をとる
ものとする。ここで、δθ１とδθ５はそれぞれ局発光
と信号光のＸ成分とＸ成分の位相差である。 ωＬはＡＦＣ回路１１３によりω５．と一定の周波数関
係ω８，１−ωＬ−ω、ｌになるように制御されている
ものとする。ここでは、信号光の周波数偏移ω、１−ω
、２をＩ　ＧＨｚ　、中間周波数ωＩＰＩをＩＧＨｚに
設定している。 ホトダイオード１０５はω、＋ω、の光電界には応答し
ない。また、電界のＸ成分とＸ成分は互いに干渉しない
。光カブラ】０２は１８０度ハイブリッドとなっている
から、ホトダイオード１０５ａと１０５ｂの出力電流の
同相成分は除去される（平衡先受信器）。バンドパスフ
ィルタ１０７は（ａ）　ｉｐ−（ＩＪ　＋ｐ＋　　（Ｉ
　ＧＨｚ　）の成分は通すがωＩＰ−ωＩＦ２　　（２
ＧＨｚ）の成分は通さないように設定されている。従っ
て、バンドパスフィルタ１０７の出力ＶＩＰは、Ｓ−１
のとき、Ａを定数、δθ−δθ１．−δθＳとして、Ｖ
ＩＰ±　−Ｊ２Ａ　　Ｉ　　Ｅｔｌ　　ｌ　　Ｅｓｌ　
　（ｃｏｓξ　・ｃｏｓ　　　（ω璽Ｐｌ　　ｔ　　十
〇　（ｔ））±ｓｉｎξ−ｅｏｓ　（ω＋ｐ＋　ｔ＋θ
（１）＋δの）となる。但し、符号は、ｆ　（ｔ）　＝
Ｏ（５ｎｓ＜ｔ−ＮＴ＜１．０ｎｓ）のとき士、ｆ（ｔ
）−１（Ｏｎｓｅｔ−ＮＴ＜５ｎｓ）のとき−をとる。 これをミキサ１０８にて二乗検波し、ｆ　（ｔ）の値に
より信号分岐回路１０９で分岐する。ｆ　（ｔ）−１の
分岐にはＩＪ２の遅延回路１１０が接続されている。各
分岐とも低域フィルタ１１１を通すと ＶＱ　’　＝ＰＡ２１　Ｅｔ　１２１　Ｅｓ　１２（１
±ｓ１ｎ　（２ξ）ｃｏｓ（δθ））なる検波出力が得
られる。低域フィルタの遮断周波数は２００ＭＨｚ　　
（１／　Ｔ　ｓ　）とｌＧ１１ｚ（ω＋ｐ１／　２　ｙ
ｒ　）の中間の４００ＭＨｚに設定されている。符号は
、十がｆ　（ｔ）−１の分岐、−がｆ　（ｔ）−０の分
岐である。この両者をアナログ加算回路１１２で加算す
ると、 ｖ（、−ＰＡ２１ＥＬ　　ｌ　　２１Ｅｓ　　ｌ　　２
となり、信号光の偏波状態に依存しない出力が得られる
。従って、偏波スイッチング受信が行えたことになる。 それぞれのサブタイムスロットが一方の偏波状態の信号
成分のみを検知することから生じるパワーペナルティは
３ｄＢである。 信号値Ｓ−０のときはバンドパスフィルタ出力が０にな
るので、加算回路１１２の出力も０となる。本実施例の
方法によれば、調整や組み立てに手間がかかりコストが
かかる偏波ダイパーシティ・モジュールを使わずに、偏
波に依存しない受信が実現できる。電子回路がやや複雑
になるが、ＩＣ化により低価格化できるので、偏波ダイ
パーシティ・モジュールを使う場合よりはるかにコスト
を下げられ、調整９組み立ても楽で、量産化に向く。 ここで、先に無視したスイッチング時間の影響を考える
。実施例１の項で述べたように、偏波スイッチングに伴
うパルス状の周波数変調がビート出力に生じる。また、
変調方法を工夫しないかぎり、ひとつのタイムスロット
の中のスイッチング時の偏波状態はバランスしない。従
って、ここでは、スイッチング時には信号を通さないよ
うに信号分岐回路１０９の動作に工夫を加えている。こ
れは、例えばクロック制御回路１１４により出すゲート
パルスのデユーティを調整することにより実現できる。 信号により受信エネルギが減る分ペナルティになるが、
安定な動作が実現できる。本実施例では、スイッチング
に要する時間はパルス・ジッタを含めて約２５０ｐｓで
ある。信号分岐回路１０９は、サブタイムスロットＴ５
−５ｎｓの両端を除いたＴ５’　−４，６ｎｓの間のみ
、信号を後段に伝えるように設定されている。この部分
の信号パワーを利用できないことによるペナルティは０
，４ｄＢ以下である。なお、ω、はＡＦＣ回路１１３に
よりω５１と一定の周波数関係ωＩＰ＋−ω。 ωＳ、になるように制御されている。ＡＦＣ回路１１３
は出力信号が１の場合のみ動作するように、クロック制
御回路１１４の出すゲート信号で制御される。ここでも
、偏波スイッチングの際の周波数変動がＡＦＣ動作を不
安定化しないように、クロック制御回路１１４より出す
ゲートパルスのデユーティを調整している。 上記の例ではタイムスロットＴを二分割したが、さらに
多分割しても良い。タイムスロットを６つ以上に分割す
れば、偏波スイッチングは偏波スクランブルと見なせ、
上記の例の信号分岐回路以降加算回路まで１０９〜１１
２を一つの低域フィルタで置き換えることができる。即
ち、低域フィルタの時定数をサブタイムスロットの長さ
Ｔｓとタイムスロットの長さＴの間に選ぶことにより、
各サブタイムスロットの平均化、即ち加算が行える。 この例ではＦＳＫを行っているが、ＤＰＳＫ。 ＡＳＫなど他の変調方法、遅延検波など他の検波方法に
も応用できる。 〈実施例３：光受信装置■〉 次に、第３の発明と第４の発明のイメージ除去光受信装
置の実施例について説明する。 第１２図（ａ）は、第３の発明の一実施例の２００Ｍｂ
／ｓのＤＰＳＫ差動検波方式偏波ダイパーシティ・ヘテ
ロダイン光受信装置の構成図である。この光受信装置は
２．５ＧＨｚ間隔で光ＦＤＭされた光信号の中から１チ
ヤンネルを選択受信する。半導体レーザ局部発振光源１
２０は、信号のタイムスロットＴ−５ｎｓを５等分した
サブタイムスロットＴｓ−Ｉｎｓ毎に出力光の位相がπ
／２ずつ変化する。但し、タイムスロットの境界では位
相はスイッチしない。これは、サブタイムスロットの境
界でレーザ駆動回路１２１から前記式（２）によりパル
ス状の直接周波数変調をかけることにより実現される。 位相スイッチングに要する時間は０．ｌｎｓである。局
部発振光は偏波ビームスプリッタ１２２ａの光軸に対し
て４５°の角度で入射し、等しいパワーの２成分に分離
される。光信号も偏波ビームスプリッタ１２２ｂで２つ
の偏波成分に分離される。 信号光と局部発振光はそれぞれ偏波を合わせてファイバ
カブラ１２３ａ、ｂで混合され、平衡光受信器１２４ａ
、ｂで受信される。各光受信器の構成は実施例２とほぼ
同じである。光受信器の後段のバンドパス・フィルタ１
２５ａ、ｂの出力はそれぞれ量分され、そのうち一方の
分岐は他方の分岐に対してＴ１５の遅延がかけられ、他
方の分岐は９０”移相回路１２６ａ、ｂで９０°位相を
遅らされ、加算器１２７ａ、ｂで加算される。加算器出
力は再び量分され、方の分岐にＴの遅延がかけられた後
、ミキサ１２８ａ、ｂでかけあわされ、低域フィルタ１
２９ａ、ｂへ導かれる。最後に２つの偏波成分を加算器
１３０で加算して、復調信号が得られる。また、バンド
パス・フィルタ】２５の出力の一部はＩＦ周波数自動制
御（ＡＦＣ）回路１１３に結合しており、ＡＦＣ回路１
１３はＩＦ周波数を一定に保つようにレーザー駆動回路
１２１を介して局部発振光源１２０の発振周波数を制御
している。 次に、この実施例の光受信装置の動作を説明する。信号
光には複数のチャンネルが含まれているが、ここでは受
信したい角周波数ω、１の成分と、各周波数ω１．の局
部発振光に対して反対側の隣接するチャンネルで角周波
数ω、２の成分のみ考える。光周波数の大きさは（ω３
．−ω宜）／　（２π）　−１ＧＩ（ｚ　、　ωＬ　−
（１−１５２／　（２Ｗ）　−１，５ＧＨｚとなってい
るものと仮定する。他の成分はビートが光受信器の帯域
外になるので考えなくてよい。局部発振光源〕２０はレ
ーザ駆動回路１２１によりタイムスロットＴの中で４回
だけπ／２位相変調される。この位相変調によりタイム
スロットは５つの長さＴｓ−１ｎｓのサブタイムスロッ
トに分割される。偏波ビームスプリッタ１２２．ファイ
バカブラ１２３．平衡光受信器１２４は、この局部発振
光と信号光の各偏波成分のビートをサブタイムスロット
毎に受信する。受信したビート信号もサブタイムスロッ
ト毎にπ／２ずつ位相がずれている。作用の項で用いた
記法によれば、偏波ａの分岐の各サブタイムスロットの
ビート出力は、 １１ａ　（ｔ）　−ＡＩ　Ｓｔ　ξ１．ｅＯ８（（ω５
１（ＤＬ）　　ｔ＋θ１．）＋Ａ２Ｓ＋　ξ２８　ｅＯ
３（（ｔｒ）ｔ　　ＩＪｓｚ）　ｔ＋０２．）１２、（
Ｕ　−ＡＩ　Ｓｌ　ξ１ｍ　ｓｉｎ　（（ωｓ１−ωＬ
）　　ｔ＋θ１．）Ａ２Ｓｌ　ξ２ａ　ｓｉｎ　（（ω
Ｌ−ω５２）　ｔ＋θ２．）１＊−（ｔ）−ＡＩ　Ｓｉ
　ξＩｓ　ｅＯ８（（ωｓ＋　−ωｌ　）　ｔ＋θ１．
）Ａ２Ｓｌ　ξ２ａ　ｃｏｓ　（（ωｔ　−０ｇ２）　
を十０２．）１４、（ｔ）−−ＡＩ　Ｓｌ　ξＩａ　ｓ
ｉｎ　（（ω５１　　（ＬＩＬ　）　ｔ＋θ１．）＋Ａ
２　Ｓ　＋　　ξ２．Ｓｉｎ　（（１ｔ）３　　＜１）
Ｓ２）　　ｔ＋θ２．）Ｉｓ−（ｆｆｉ）　−Ｌ−（ｉ
） となる。ここで、Ｓ、はタイムスロットｉの位相値で１
又は−１（位相がπ反転した状態）をとる。ＡＩ、Ａ２
．　　θ１１．θ２．は定数である。 ξ１ｍ＋　　ξ２．（０≦ξ１いξ２．≦１）は、それ
ぞれチャンネル１．２の信号光電界の偏光ａの割合であ
る。偏光すの分岐には上式のａをｂ　ｌ、：置き換えた
出力が生じる。但し、ξ４，２＋ξ１，２−１、ξ２．
′十ξ２ｂ２−１である。 このビート出力を量分し、その一方に他方に対してＴ１
５の遅延をかけ、位相器１２６ａで他方の位相をπ／２
ずらし、加算器１２７ａで加算する。加算器出力Ｘ、は
、 Ｘ＋ａ＋　　（ｔ）−２ＡＩＳｔξＩａ　ｃｏｓ　（（
＜ＩＪＳＩ−＜ＩＪＬ　）　を十θ３．）Ｘ２．ｌ　　
　（ｔ）−２Ａ１　Ｓｌ　ξＩａ　　ｓｉｎ　　（（（
ｔ）ｓ＋−ωｐ　）　　ｔ＋θ１．）Ｘ３−１　（ｔ）
　−２ＡＩ　Ｓｉξｌａ　ｃｏｓ　（（（ＩＪＳＩ−ω
Ｌ）１＋０１．）Ｘ４−１　（ｔ）　＝　２Ａ＋　Ｓｉ
１１ｍ　Ｓｉｎ　（（ωｓ＋　（ＩＪＬ　）　を十〇４
．）となり、イメージ成分が除去される。Ｘ、ｓは次の
タイムスロット成分との演算になるので、信号検出には
使わない。このパワーペナルティは約１ｄＢである。Ｉ
Ｆ周波数は１．ＧＨｚなので、サブタイムスロットの長
さＴｓ＝１ｎｓの中に一周期入ることになる。ここで、
各サブタイムスロットの出力をＴの遅延線とミキサ１２
８ａと低域フィルタ１２９　ａで差動検波するとその出
力は、 Ｘ　Ｑａｌ　’　ｗｘｌｍｌ　　＠　Ｘ１ｍＢ＋＋１−
Ｘ２ｍｌ−Ｘ２ｍ（１＋Ｈ−Ｘ、１　・Ｘ１ａｉ＋＋Ｉ
）−Ｘａａ＋　　・Ｘ４ａ＋＋＋＋＋−２Ａ１　”　Ｓ
ｉ　５ｕｃ１）ξ３．′となる。ａの分岐と偏波状態の
直交する成分すの分岐についても、 Ｘｏｂｉ　２”２Ａ＋　’　Ｓｉ　５ｕｎｎ、ξ１．′
が得られるので、加算回路１３０で両者を加算ずれば、
ξ１．′＋ξ　、２−１により、Ｘｏ１２＝　２　Ａ　
、２Ｓ　ＩＳ　（ｌｕｌｌが得られる。５ＩＳＬｌ＋１
．が１か−１かの判定を行えば信号値の識別ができる。 従って、偏波ダイパーシティ・イメージ除去受信が行え
たことになる。 本実施例の光受信装置によれば、前記第１８図に示した
偏波ダイパーシティ・イメージ除去光受信装置と比べて
光学系をはるかに単純化できる。光学系はコストや調整
、組み立ての手間がかかるのに対して、電子回路はＩＣ
化によりこれらの手間やコストを大幅に低減できるので
、全体としてかなりのコストダウンが計れる。温度特性
、動作の安定性の点でも、性能向上が可能となる。スイ
ッチング時間の部分の信号の扱い、ＡＦＣなどに関して
は実施例２同様の扱いができる。 第１２図（ｂ）は、局部発振光源の位相スイッチングの
かけ方をπ／２と−π／２の交互にかけるようにしたも
のである。基本的な構成は（ａ）の例と似ているが、こ
の実施例では（ａ）の−点鎖線の内部が（ｂ）のように
なっている。 サブタイムスロットは４つて、Ｔ　ｇ　＝　１　、２５
ｎｓｓＩＦ周波数は８００ＭＩｌｚである。移相器１２
６ａ。 ｂの前には、信号切り替え回路１３１ａ、ｂが付いてい
る。上の実施例と同様な条件で考えると、偏光ａの分岐
の各サブタイムスロットの先受信器出力には、 Ｉｔ、　（ｔ）　−１３，（ｔ） ＝　Ａｔ　Ｓ＋ξｌａ　ｅＯ３（（ωｓ１−ωｃ）ｔ＋
θ７．）＋Ａ２５ｌξ２ａ　ｃｏｓ　（（ωＬ−ωＳ２
）　ｔ＋θ２ｍ）１２−　（ｔ）　−１４−（ｔ） −Ａｔ　ＳｔξＩａ　ｓｉｎ　（（ωｓＩ−ω１）１＋
θ１．）Ａ２Ｓｌξ２ｍ　Ｓｌｎ　（（（Ｌ）Ｌ　　（
Ｊ５２）　ｔ＋θ２．）が現れる。このビート出力を量
分し、その一方に他方に対してＴ／４の遅延をかける。 信号切り替え回路１３１ａで移相器１２６ａで位相をπ
／２ずらす分岐をサブタイムスロット毎にスイッチング
する。２つの分岐を加算器１２７ａで加算すると出力Ｘ
、は、 Ｘ＋−＋　（’ｔ）　−Ｘ２−１　（ｔ）　−Ｘ３−１
　（ｔ）−２Ａ−、ＳｌξＩａ　ｃｏｓ　（（（ＬＩＳ
Ｉ　４ＬＩＬ　）　を十０１°）となり、イメージ成分
が除去される。Ｘ　４ｍｌは次のタイムスロット成分と
の演算になるので、信号検出には使わない。ＩＦ周波数
は８００ＭＨｚなので、サブタイムスロットの長さＴｓ
−１，２５ｎｓの中に一周期入ることになる。この先の
動作は（ａ）の実施例と同様であり、加算器１３０の出
力として、 Ｘｏ＋２−２Ａ１　’　ＳＩ　５（１４１１が得られる
。効果も（ａ）の例と同じである。 〈実施例４：コヒーレント光伝送システム■〉第５の発
明に係わる位相スイッチングと偏波スイッチングを同時
に行うコヒーレント光伝送システムの実施例について、
第１３図を用いて具体的に説明する。 第１３図（ａ）はてこの実施例である光ＦＤＭ高精細光
ＣＡＴＶ分配系の概念図である。 波長１．５５μｍ帯に２００Ｍｂ／ｓのＤＰＳＫ信号を
チャンネル間隔６ＧＩＩｚで６４チヤンネル並べており
、使用波長帯域は約３０人である。各光送信装置１４０
には半導体レーザ・モジュール１４１と駆動回路１４２
と安定化回路１４３とを有している。駆動回路１４２に
はバイアス回路１４４．ＤＰＳＫコーダ１４５１位相ス
イッチング回路１４６などが含まれている。各チャンネ
ルの光信号は、スターカプラ１４７により混合され、１
：８光分配器１４８や分配に伴う損失を補償する光増幅
器１４９を通して致方の加入者光受信装置１５０に分配
さ−れる。変調のタイミングの同期、チャンネル間隔や
絶交針周波数の制御は、共通制御系１５１で行われる。 加入者光受信装置１５０の構成を第１３図（ｂ）に示す
。偏波スイッチング局部発振光源１５２、光カブラ１５
３．平衡光受信器１５４などの構成は、実施例２の光受
信装置と類似の構成である。平衡先受信器出力は差動検
波器１５５で差動検波する。検波出力はＡ／Ｄ変換器１
５６でデジタル化され、サンプリングのりイミノジが異
なる４つのサンプルホールド回路１５７に人力され、そ
の出力を後段のサンプルホールド回路】５８で加算し、
識別回路１５９へ出力される。このほか、サンプルホー
ルド回路のタイミング制御のためのクロック回路１６０
や、局部発振光源の発振周波数を安定化させるためのＡ
ＦＣ回路１６１を含んでいる。 次に、このコヒーレント光伝送システムの動作を説明す
る。 光送信装置ｆ１４０は、ＤＰＳＫコーダ１４５より半導
体レーザに位相０またはπのパルス変調を行う。また、
位相スイッチング回路１４６によりタイムスロットＴ＝
５ｎｓを量分した２、５ｎｓ毎にπ／２の固定位相変調
もかけられる。これにより、タイムスロットは２つの位
相タイムスロットＴｓ、Ｔ２に分けられる。この位相変
調はパルス状に光周波数を下げることにより行われる。 この変調のタイミングは、スターカブラ１４７で混合す
る際に全てのチャンネルで等しくなるように、共通制御
系１５１で制御する。 従って、各加入者の光受信装置１５０においても位相変
調に伴う周波数変化は、各チャンネル同時に生じる。チ
ャンネルｌのあるタイムスロットｊの信号値をＡ１１（
１又は−１）とすると、Ｔ１とＴ２の光出力電界強度は
それぞれ、Ａｚｌ　Ｅｓ＋／Ｊ２１　ｃ　ｏ　ｓ　（ω
５＋ｔ＋θ５．）。 Ａ１１ｌ　ＥＳＩ／Ｊ２　ｌ　ｓ　ｉ　ｎ　（ωＳ＋ｔ
＋θ５１）となる。ＤＰＳＫ変調信号に２回のπ／２の
位相スイッチングが重畳されるので、ＤＰＳＫコーダ１
４５から変調信号が来ないとＡ、とＡ＋（１＋１１が反
転し、変調信号が来ると反転しない。 光受信装置１５０の局部発振光源１５２の出力光は、偏
波スイッチングにより２つの直交する偏波状態を交互に
とる。これを偏波サブタイムスロットＴ＾＋ＴＢと呼ぶ
ことにする。偏波サブタイムスロットは、位相サブタイ
ムスロットのちょうど中間で切り替わるように設定され
ている。また、偏波スイッチングのための位相変調は、
第５図の変調方法でパルス状に局部発振光源１５２の光
周波数を下げることにより実現されている。従って、次
の同じ偏波状態をとる際に位相が反転する。Ａの偏波サ
ブタイムスロットには電界強度ｌ　ＥＬ　／　Ｊ　２１
　ｃｏｓ（ωＬｔ十θＬＡ）の偏波状態Ａの出力光が、
Ｂの偏波サブタイムスロットには電界強度Ｉ　ＥＬ　／
Ｊ２１ｃｏｓ　　（ωＬｔ＋θＬＢ）の偏波状態Ｂの出
力光が現れる。いま、局部発振光源は信号光のうちチャ
ンネルｉを選択すべく、ω。 −ω８１に設定されているものとする。 この局部発振光を光カブラ１５３で信号光と混合して平
衡光受信器１５４で受信する。チャンネルｉの信号光パ
ワーのうち偏波状ｆｉ、６１の成分をξＩＡ’　％偏波
状！！Ｂの成分をξＩＢ’とすると、ξＩＡ”＋ξ＋５
２−１　＊　　０≦ξ１Ａ≦１．０≦ξ、≦１である。 このとき、各位相サブタイムスロット１．２と偏波サブ
タイムスロットＡ。 Ｂに対応した、偏波・位相サブタイムスロットに対して
、 ５ＩＩＩＡ−ＰＡＩ、ξＩＡ　Ｉ　Ｅｓ＋Ｅｔ　／２１
　ｃｏｓ　（δθ車＾）Ｓ１１ＩＢ−ＰＡＩＩξ−ＢＩ
　ＥＳＩＥＬ　／２１　ｃｏｓ　（δθｔａ）Ｓ１１２
Ｂ−±ＰＡＩ、ξ−ＢＩ　ＥＳＩＥＬ　／２　ｌ　ｓｉ
ｎ　（δθ−Ｂ）Ｓｉ＋２Ａ””＋ＰＡ１．ξＩＡ　Ｉ
　Ｅｓ＋Ｅｔ、　／２１　ｓｌｎ　（δθＩＡ）なるビ
ート出力成分が現れる。ここで、Ｐは損失と変換効率を
現す定数、δθ４、δθ、は各偏光成分の信号光と局部
発振光の位相差である。 この出力を差動検波器１５５でタイムスロット（ｊ＋１
）の成分と掛は合わせ差動検波すると、Ｘ１１１Ａ−−
Ｐ２Ａ１１ＡＩ＋ＩＩ＋）ξ１Ａ２１Ｅｓ　Ｅｔ　／２
１２ｃｏｓ２（δθ１＾）ＸＩＩＩＢ−Ｐ’　Ａ１１Ａ
ｉＢ＋１）ξ＋ａ’ｌＥｓ　ＥＬ　／２１２８Ｏ５２（
δθ、８）Ｌ＋ｚａ−Ｐ２ＡＢＡ＋ｔ＋＋１．ξｌＢ’
ｌＥｓ　ＥＬ／２１’ｓ１ｎ’　（δθＩＢ）ＸＩＩ２
Ａ−Ｐ２ＡＢＡＢｕｕξｌＡ’ｌＥ５　Ｅｔ　／２１”
ｓｌｎ”　（δθＩＡ）なる値が得られる。マイナスの
符号は第５図の偏波スイッチングにより位相が１８０°
反転することから生じる。この出力はＡ／Ｄ変換器１５
６により正負８値にデジタル化される。平衡光受信器１
５４の増幅器のゲインを制御することにより、Ａ／Ｄ変
換器１５６の入力レベルは一定に保つことができる。こ
の出力は、上記の順に時系列で現れるから、サンプリン
グのタイミングをずらしたサンプルホールド回路１５７
で最後のＸｌｌ２Ａが現れる時点まで保持し、Ｘｌｌ２
Ａが現れたら後段のサンプルホールド回路１５８に加算
入力する。識別器１５９にはＹ　＋　）　−Ｘ　＋　＋
　＋＾＋Ｘ１１Ｂ＋Ｘ１２Ｂ＋ＸｌＩ２＾＝−Ｐ２Ａ＋
＋ＡＩＬ＋＋＋＋　ｌ　ＥＳ　ＥＬ　／２＋　２なる値
が得られ、信号光と局部発振光の位相差によらず、また
、光受信装置における信号光の偏波状態にも依存しない
受信ができることになる。Ａ／Ｄ変換器１５６以降の回
路は８００Ｍ１ｌｚのクロックで動作することになる。 これはＳｔバイポーラＩＣで実現できる。Ａ／Ｄ変換器
１５６で各サブタイムスロット成分に対して量子化誤差
が現れるが、最終的な識別はＡ、Ａｌｆ、＋Ｉ、が１か
−１を判定すればよいので、量子化レベルが８値程度あ
れば十分である。実際には光源の偏波状態は光ファイバ
の状態により変動しているが、Ｔに比べて変動がゆっく
りしているので問題はない。位相も位相雑音により時間
的に変動するが、Ｔの間の位相変動が十分に小さければ
大きなペナルティにはならない。 また、中間周波数はサブタイムスロットの周波数（８０
０ＭＩｉｚ）に比べて十分に低ければ、完全に零である
必要はない。上記の例では各サブタイムスロット出力加
算の前にＡ／Ｄ変換を行ったが、アナログ信号のまま加
算してもよい。 クロック回路１６０は、平衡光受信器１５４の出力信号
の周波数変化からクロック抽出を行っている。即ち、各
サブタイムスロットの切り替え時に光周波数変化に伴う
高周波ビート成分が現れるので、そのタイミングからク
ロック抽出ができる。タイムスロットの切り替えの際に
ＤＰＳＫ信号の値により変化周波数が変化するので、局
発光の周波数変化と信号光の周波数変化を識別すること
ができる。また、信号光の周波数変化と局発光の周波数
変化の間の長さを検知することにより、偏波スイッチン
グのタイミングを制御することができる。 実施例２の場合と同様、信号光や局発光の位相変化に伴
うビート周波数変化が現れる瞬間にはＡ／Ｄ変換器１５
６を動作させないようにタイミング制御することにより
、スイッチングに伴うエラーを防止できる。同様に、ス
イッチング状態のビート信号を局部発振光源のＡＦＣに
利用しないことにより、局部発振光源の周波数変動も抑
制できる。位相スイッチングのタイミングは全てのチャ
ンネルで同じであるから、他のチャンネルの周波数変化
の影響で誤りが生じることもない。 本実施例のコヒーレント伝送システムによれば、光受信
器１台で光受信器を４台使う偏波ダイパーシティかつ位
相ダイパーシティの光受信装置と同じ機能を達成できる
。光受信装置の動作速度は高くなるが、位相スイッチン
グにより高いＩＦ周波数を使う必要がなくなるので、大
きな問題にはならない。電子回路が複雑化するが、ＩＣ
化により回路のコスト上昇を抑えることが可能なので、
複雑な光学系を単純化できること、光受信器台数を減ら
せることなどのメリットの方がはるかに大きい。また、
マルチボート受信では各光受信器の特性を揃える必要が
あったが、本実施例では一つの光受信器を時分割して使
うので、このような点に気を使う必要がない。したがっ
て、低コストで調整箇所の少ない加入者端末が実現でき
、大規模なＣＡＴＶ分配系を作ることができる。 本発明は、この実施例に限らず、光加入者系。 基幹伝送系、光ＬＡＮ、ＭＡＮ、光交換システムなどに
応用することができる。 〈実施例５：コヒーレント光伝送システム■〉第６、第
７の発明に係わるイメージ除去と偏波スイッチングを同
時に行うコヒーレント光送信システムの実施例について
、第１４図を用いて具体的に説明する。 本発明の一実施例である光ＦＤＭ高精細光ＣＡＴＶ分配
系は、第１３図と略同じ構成をしており、波長１．５５
μｒｒｒ帯に１５０Ｍｂ／ｓのＤＰＳＫ信号をチャンネ
ル間隔４．５ＧＨｚで６４チヤンネル並べている。各光
送信袋ｗ１４ｏの構成は実施例４と同様であるが、ここ
では位相サブタイムスロットは５つあり、π／２ずつ位
相が変化する。タイムスロットの切り替えの際にはＤＰ
ＳＫのための周波数変調を掛けるが、位相スイッチング
は行わない。 加入者光受信装置２０１の構成を第１４図に示す。偏波
スイッチング局部発振光源２０２゜光カブラ２０３．平
衡先受信器２０４などの構成は、実施例４の光受信装置
と同じ構成である。 信号光の各位相サブタイムスロットと同期して２倍の周
波数で第３図の方法で偏波スイッチングが掛けらでいる
。従って、全体で］Ｏの位相・偏波サブタイムスロット
ができる。信号光には複数のチャンネルが含まれている
が、ここでは受信したい角周波数ω、１の成分と、各周
波数ωＬの局部発振光に対して反対側の隣接するチャン
ネルで角周波数ω５２の成分のみ考える。光周波数の大
きさは（ωＳｔ−ωＬ）／（２π）−１，５ＧＩＩｚ、
　ω、　−（＆Ｊ８２／　（２ｙｒ）−３ＧＨｚとなっ
ているものと仮定する。他の成分はビートが光受信器の
帯域外になるので考えなくてよい。信号のＩＦ周波数は
サブタイムスロットの切り替え周波数１　、５Ｇ１１２
と同期している。局発光と信号光の各偏波成分のビート
をサブタイムスロット毎に受信する。各サブタイムスロ
ットのビート出力は、 １＋ａ　（ｔ）　−Ａｔ　Ｓｉ１１ｍ　ＣＯ８（（（Ｌ
）ＳＩ　Ｃｄｌ、　）　を十〇８．）＋Ａ２５Ｉξ２．
ｃｏｓ　（（ωＬ−ωＳ２）　を十０２．）ｆｉｂ　（
ｔ）　−Ａｈ　Ｓ＋ξ１ｂ　ｅｏｓ　（（ωＳ１−ω１
、）ｔ＋θ＋ｂ）＋Ａ２Ｓ＋ξ２ｂ　ＣＯ３（（ＩＪＬ
　　＜ＬＩ５２）　ｌ＋０２．）１２−　（ｔ）　−Ａ
ｈ　Ｓ１ξｉｓ　Ｓｌｎ　（（Ｏ５１−ω１．　）　を
十〇３．）−Ａ、Ｓ、ξ２．　ｓｉｎ　（（（Ｌｉｔ　
　＜ＬＩ５２）　を十θ２．）Ｘｘｂ　（ｔ）　−Ａｈ
　Ｓｌξ＋ｂ　Ｓｉｎ　（（ω５＋　ｌＪ、ｌＬ　）　
ｔ＋θ１ｂ）Ａ２Ｓｌξ２ｂｓｔｎ　（（（ＪＪＬ　−
Ｏ５２）　を十０２．）１３、（ｔ）　−−Ａｔ　Ｓ＋
ξ、　ｃｏｓ　（（ωｓ１−ωＬ）を十θ１．）Ａ２Ｓ
＋ξ２６　ｅＯｓ　（（（ＩＪＬ　−Ｏ３２）　ｔ＋θ
２．）ｆｉｂ　（ｔ）　＝　　Ａｔ　Ｓ＋ξ＋ｂ　ｃｏ
ｓ　（（（Ｌ１５４−ＪＬ）　を十θ１．）Ａ２Ｓｌξ
２ｂ　ｃｏｓ　（（Ｊ　−ωｓ２）　を十θ２ｂ）Ａ４
−　（ｔ）　＝　　Ａｉ　ＳｉξＩｓ　ｓｉｎ　（（ω
ｓ１　　（ＬＩＬ　）　を十θ１ｍ）＋Ａ２Ｓ＋　ξ２
＠　ｓｉｎ　（（（ＪＪＬ　−ωｓ２）　ｔ＋θ２．）
Ｌｂ　（ｔ）−−Ａｈ　Ｓｒ　ξ、ｂ　ｓｌｎ　（（ω
ｓ１−ω１）１＋θ２．）＋Ａ２５ｌ　ξ２１　ｓｉｎ
　（ｃ　ωｐ　　（ＬＩ３２）　（＋θ２．）１５、（
ｔ）−Ｉｔ、（ｔ） Ｉｓｂ　（ｔ）＝Ｌｂ　（ｔ） となる。先受信器２０４の後段のバンドパス・フィルタ
２０５の出力は量分され、そのうち−方の分岐は他方の
分岐に対してＴ１５の遅延がかけられ、他方の分岐は９
０°移相回路２０６で９０°位相を遅らされ、加算器２
０７で加算される。この結果、実施例３と同様に、Ｘ＋
−＋　（ｔ）　−２Ａ＋　Ｓ＋ξ、、　ｃｏｓ　（（ω
Ｓ、−ω１）１＋θ＋ａ）Ｘ＋１（ｔ）−２Ａ、Ｓｌξ
１ｍ　ＣＯＢ　（（Ｏ６１（ＪＬ）　ｊ＋θ８．）Ａ２
−１　　　（ｔ）　　＝２Ａ＋　　Ｓｉ　　ξ１ｍ　　
９１ｎ　（＜　　ωｇｌ　　　ｔｄし　）　　ｔ　＋θ
１．）Ｘｎ＋　（ｔ）　＝２Ａ＋　Ｓｒξｒｂ　ｓｌｎ
　（（（ＩＪＳＩ　（ｉ）Ｌ）　ｔ＋θ１．）Ｘ＊−＋
　　　（ｔ）　　＝−２Ａ＋　　Ｓｉ　　ξＩｓ　ＣＯ
８（（（ｔ）ｓＩ−（ｔ）ｔ、　　）　　ｔ　＋θ１．
）Ｘｓｈ＋　（ｔ）　＝−２Ａ＋　Ｓ＋ξ＋ｂ　ｃｏｓ
　（（Ｏ５４Ｗｌ　）　ｉ＋θＩｈ）Ａ４−＋　（ｔ）
　＝−２Ａ＋　Ｓｉξｌａ　ｓｉｎ　（（Ｏ５１−ω（
、）　ｔ＋θ１．）Ｘａｂ＋　（ｔ）　−−２ＡＩ　Ｓ
＋ξｒｂ　ｓｉｎ　（＜　ωｇ＋−ωＬ）　を十〇、、
）となり、イメージ成分が除去される。Ｘ２１、Ｘ’４
にのサブタイムスロット出力は次のタイムスロット成分
との演算になるので、信号検出には使わない。このパワ
ーペナルティは約１ｄＢである。ＩＦｉ波数は１．５Ｇ
Ｉ４ｚなので、サブタイムスロットの長さＴ５の中に一
周期入ることになる。ここで各サブタイムスロットの出
力をＴの遅延線とミキサ２０８と低域フィルタ２０９で
差動検波するとその出力は、 Ｘｏａｌ　２−Ｘ＋ａ＋　’Ｌｍ＋＋＋ｎｎ−Ｘ２ａＩ
−Ｘ２＋＋＋＋＋−Ｘ３ｂ＋　”　Ｘ＊ｍｉ＋＋＋＋　
ｍｘ４ｍｌ・Ａ４．（＋＋ｎ−２ＡＩ　　２　ＳＩ　　
５（１４１）　　ξ１．′Ｘｏｂ＋　”　−Ｘ１ｂ＋　
・Ｘ＋ｂＢ＋ｕ　−Ｘ２ｂ＋　・ｋ＋４ｕ＝Ｘ３ｙ　・
Ｘ３ｂ（ｌ＋１）−Ｘ４ｂ＋　・Ｘ４ｂｘ＋ｒ＋′″２
Ａ１２Ｓ＋　Ｓｕ＋＋＋ξ１１２となる。ａの偏波状態
とこれに直交するｂの偏波状態が交互に現れるので、 加算回路２１０で両者を加算すれば、ξ１．′十ξ重、
′−１により、 Ｘ　　Ｏ、’−−２Ａ　　五　　２　　　Ｓ　Ｉ　　Ｓ
　　（＋＋Ｉｌが得られる。識別器２１１でＳ　ｒ　Ｓ
　ｆｊ＋ＩＪが１か−１かの判定を行えば信号値の識別
ができる。 従って、偏波スイッチング・イメージ除去受信が行えた
ことになる。なお、ローパスフィルタ２０９の時定数を
長くすることで、加算回路２１０を用いなくても平均化
により加算と同じ機能を実現できる。 バンドパス・フィルタ２０５の出力の一部はＩＦ周波数
自動制御（ＡＦＣ）回路２１３に結合しており、ＡＦＣ
回路２１３はＩＦ周波数を一定に保つようにレーザー駆
動回路を介して局部発振光源２０２の発振周波数を制御
している。 本実施例によれば、単純な光学系で偏波に依存しないイ
メージ除去受信が実現でき、チャンネル間隔を狭めた光
ＦＤＭが実現できる。 位相スイッチングのかけ方をπ／２と−π／２の交互に
かけるようにしてもよい。基本的な構成は（ａ）の例と
似ているが、この実施例では位相サブタイムスロットは
４つ、偏波タイムスロット・と偏波・位相サブタイムス
ロ・ソトは８つで、ＩＦ周波数は（ω５．−ωＬ）／（
２π）−１，２ＧＨｚｓ　　（ωｔ　　（ｌＪｓ２）　
／　（２π）　−２，４ＧＨｚｓ周波数間隔は３　、６
ＧＨｚである。移相器２０６の前には、信号切り替え回
路２１４が付いている。 上の実施例と同様な条件で考えると、各サブタイムスロ
ットの先受信器出力には、 １＋−（ｔ）　−１３−（ｔ） ”　Ａ１５ｔξｉｓ　ｅｏｓ　（（ωｓ１−ωＬ）ｔ＋
θ３．）＋Ａ２５１ξ２８　ｅｏｓ　（（ωＬ−ω５２
）　を十θ２．）Ｌｂ　（Ｄ　−１ｓｂ　（ｔ） ＝　　Ａｔ　Ｓｔξｒｂ　ｃｏｓ　（（（ｔ１５１−（
ＩＪＬ　）　を十〇８．）＋Ａ２　Ｓ−ξ２ｂ　ｅｏｓ
　（（（ＣＡＬ　　ｔｒｉ５２）　ｔ＋θ２ｈ）１２−
　（ｔ）　−１ａ−（ｔ） ＝　Ａｔ　Ｓ＋ξＩｓ　ｓｉｎ　（（（Ｌ）６１　（Ｌ
ＩＬ　）　ｔ＋θ１．）Ａ２Ｓｌξ２．　ｓｉｎ　（（
ωＬ−ωＧ２）　ｔ＋θ２．）１２ｂ　（ｔ）　−１６
（ｔ） ＝Ａ＋Ｓ＋ξ１ｂ　Ｓｉｎ　（（ωｓ１−ωＬ）を十θ
ｎ）Ａ２ＳＩξ２ｂ　ｓｉｎ　（（ωＬ−ω５２）　を
十θ２．）が現れる。このビート出力を量分し、その一
方に他方に対してＴ／４の遅延をかける。信号切り替え
回路２１４を用いて移相器２０６で位相をπ／２ずらす
分岐をサブタイムスロットごとにスイッチングする。２
つの分岐を加算器２０７で加算すると出力Ｘは、 Ｘ＋−Ｉ（ｔ）　−Ｘ２−１　（ｔ）　＝Ｘ３−１　（
ｔ）”２Ａ＋Ｓ＋ξｌｓ　ｅｏＳ　（（ωｓＩ　Ｊ　）
　ｔ＋θ１．）Ｘｒｂ＋　（ｔ）　−Ｘ２ｂ＋　（ｔ）
−ＬｂＩ（ｔ）−２Ａ、　Ｓｔξｒｂ　ｃＯ３（（ωｓ
＋　（ＩＪＬ　）　ｔ＋θ１．）となり、イメージ成分
が除去される。Ｘ４ｍｌ５Ｘ４１は次のタイムスロット
成分との演算になるので、信号検出には使わない。ＩＦ
周波数は１．２ＧＨｚなので、サブタイムスロットの長
さＴｓの中に一周期入ることになる。この先の動作は上
記の実施例と同様であり、検波後の加算器２１０の出力
として、 Ｘｏ＋”　−２Ａ　Ｉ２Ｓ　＋　Ｓ　ＴＩ＋ｌ＋が得ら
れる。 位相スイッチングの方法、偏波スイッチングの変調方法
、その掛は合わせ方等、本実施例以外にも種々の変形、
応用が可能である。 ［発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、第１の発明に係わ
る偏波スイッチング光源は、光源である半導体レーザの
直接変調を用いているので、外部変調器を使う場合と比
べて挿入損失がなく、光学系の調整箇所が少なくなり、
量産化、低コスト化、小型・軽量化が計れる。また、位
相変調器を用いても偏光変調器を用いても、電気光学効
果を用いた外部変調器は一般に駆動電圧が高く、高速の
スイッチングには困難が伴った。 これに対して半導体レーザは高速化が容易であり、Ｉ　
ＧＨｚ／ｍＡオーダーの周波数変調効率を有しているの
で、数ｍ　Ａ　ｓ　１００ｐｓ程度の電流パルスでπ／
２ないしπの位相変調が行える。従って、スイッチング
の高速化が容易である。また、温度特性や信頼性の悪い
外部変調器を使わないこと、光源の半導体レーザは一般
に温度安定化されており信頼性も優れていることから、
安定度も高い。 また、本発明の変調方法による偏波スイッチングでは、
パルス電流を印加する短時間の領域以外は一定の発振周
波数、出力に保たれている。 従って、従来例の偏波スイッチングで問題となった、ス
イッチング前後でのレーザの発振周波数や出力パワーの
変化が起こらない。従って、その適用範囲も広い。 第２の発明に係わる光受信装置は、従来の偏波ダイパー
シティ先受信装置と比べて構成が簡単であり、組み立て
調整箇所が削減でき、二産化、低価格化、小形・軽量化
が計れ、信頼性も向上する。また、従来のマルチボート
受信では各ボートの特性をそろえる必要があったが、本
発明の方法では一つの受信器を時分割で利用するので、
異なる偏波状態の受信に対して本質的に特性のばらつき
がない。従来の偏波スイッチング（偏波スクランブル）
受信に対しても、外部変調器を使わないので、高速、低
損失、安定。 低価格、小型・軽量で、信頼性、量産性に優れている。 また、偏波スイッチングの前後で局部発振光の周波数変
化がないので、ＡＦＣ回路が複雑にならない。ＦＳＸを
行う際にもＩＦ帯域や変調度を必要以上に大きくする必
要がない。 第３及び第４の発明に係わる光受信装置は、従来のイメ
ージ除去光受信装置と比べて構成が簡単であり、組み立
て調整箇所が削減でき、量産化、低価格化、小形・軽口
化が計れ、信頼性も向上する。また、従来のマルチボー
ト受信では各ボートの特性をそろえる必要かあったが、
本発明の方法では一つの受信器を時分割で利用するので
、異なる分岐の光受信に対して本質的に特性のばらつき
がない。 第５の発明のコヒーレント光伝送システムは従来の偏波
・位相ダイパーシティ先受信装置を用いたコヒーレント
光伝送方式と比べて、第６及び第７の発明のコヒーレン
ト光伝送システムは、従来のイメージ除去光受信装置を
用いたコヒーレント光伝送方式と比べて、それぞれ構成
が簡単であり、組み立て調整箇所が削減でき、量産化、
低価格化、小形・軽量化が計れ、信頼性も向上する。ま
た、従来のマルチボート受信では各ボートの特性をそろ
える必要があったが、本発明の方法では一つの受信器を
時分割で利用するので、異なる偏波状態、位相状態の受
信に対して本質的に特性のばらつきがない。 また、上記構成に加えて実施態様■〜■を採用すれば次
のような効果が得られる。即ち、実施態様■では第２〜
第４の発明の光受信装置で問題となる、半導体レーザの
周波数変調によるビート周波数の変化が信号識別へ及ぼ
す悪影響を除去でき、安定な動作を容易に実現できる。 実施態様■では、同様に第２〜第４の発明の光受信装置
で問題となる、半導体レーザの周波数変調によるビート
周波数の変化が局部発振光源安定化へ及ぼす悪影響を除
去でき、安定な動作を容易に実現できる。 実施態様■では、￥Ｓ６及び第７の発明にコヒーレント
光伝送システムにおいて、光学系の構成をさらに簡単化
した、偏波に依存しないイメージ除去受信が実現できる
。 実施態様■では、第５．第６及び第７の発明のコヒーレ
ント光伝送システムにおいて、信号のクロック抽出が容
易に行える。実施態様■では、第５の発明及び実施態様
■のコヒーレント光伝送システムにおいて、信号と局部
発振光源の偏波スイッチングの同期が容易にとれる。実
施態様■では、第５〜第７の発明のコヒーレント光伝送
システムにおいて、ビート周波数の変化が信号識別へ及
ぼす悪影響を除去でき、安定な動作を容品に実現できる
。実施態様■では、第５〜第７の発明のコヒーレント光
伝送システムにおいて、ビート周波数の変化が局部発振
光源の安定化へ及ぼす悪影響を除去でき、安定な動作を
容易に実現できる。実施態様■では、第５〜第７の発明
のコヒーレント光伝送システムの光ＦＤＭシステムへの
応用が可能になる。 従って本発明によれば、（１）構成が簡単で制約条件の
少ない偏波スイツチング光源、（２）光学系を複雑にし
ない新たな概念によるイメージ除去受信、（３）光学系
が単純で偏波に依存せず位相雑音にも強いコヒーレント
光受信が実現できる。従って、コヒーレント光通信の実
用化。 普及を妨げている、偏波整合１位相雑音、受信器帯域、
高密度光ＦＤＭの問題を、低いコストで解決することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明に係わる偏波スイッチング光源の一
実施例を示す概略の構成図、第２図は第１図の実施例の
中で使われている半導体レーザの構造と動作を説明する
ための図、第３図は第１図の実施例の動作原理を説明す
るための図、第４図は偏波スイッチングを光源モジュー
ル化した例を示す図、第５図乃至第１０図は偏波スイッ
チング光源の別の変調方法を説明するための図、第１１
図は第２の発明に係わるヘテロダイン光受信装置の一実
施例を示す概略構成図、第１２図は第３及び第４の発明
に係わる偏波ダイパーシティ・ヘテロダイン光受信器の
一実施例を示す概略構成図、第１３図は第５の発明に係
わるコヒーレント光伝送システムの一実施例を示す概略
構成図、第１４図は第６及び第７の発明に係わるコヒー
レント光伝送システムの一実施例を示す概略構成図、第
１５図乃至第１８図はそれぞれ従来の問題点を説明する
ためのもので、第１５図は偏波ダイパーシティ光受信装
置を示す図、第１６図は偏波スイッチング・ヘテロダイ
ン光受信装置を示す図、第１７図は偏波・位相ダイパー
シティ光受信装置を示す図、第１８図は偏波ダイパーシ
ティ・イメージ除去光受信装置を示す図である。 １、４１．１４１・・・半導体レーザ、２、１２１　、
１４２・・・半導体レーザの駆動回路、５、８．４５．
４ｇ。 １０２　、１２３　、　１５３　、２０３・・・光カブ
ラ、１００　、１２０　、１５２　、２０２・・・局部
発振光源、１４０・・・光送信装置、 １５０・・・光受信装置、 １０４　、１２４　、１５４　、２０４・・・先受信器
、１０７　、１２５　、２０５・・・バンド・パス争フ
ィルり、１１１　、１２９　、２０９・・・ロー・パス
中フィルタ、１０１１　、１２１１　、１５５　、２０
１１・・・ミキサ、１２６　、２０８・・・９０°移相
回路、１１３・・・ＡＦＣ回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第１図 （ａ） 変調周波数（ＧＨｚ　） （ｂ） 第 図 −＋− ＋・ ノ （」） 第 図（その雪） ＋ｂ＋ 第 図 （その１） （ｂ） δφ・０ （Ｃ） 第 図 ■■■＠■■■Ｏ■■■＠ （ｂ） 第 図 δφ−〇 （ｂｌ 第 図 （ｂ） ＋０１ 第 図 出力光 （ｂｌ 第１６図 受信光 Δ↑ ム會 第 図

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）半導体レーザと、この半導体レーザにパルス電流
   を印加して位相変調をかける手段と、前記半導体レーザ
   の出力光を略等しいパワーの２つの分岐に分割する手段
   と、該手段により分割された一方の分岐に他方の分岐に
   対して所定の遅延をかける手段と、該手段により遅延さ
   れた一方の分岐と他方の分岐をそれぞれの偏波状態を直
   交させて合波する手段とを具備してなり、前記２つの分
   岐の遅延時間差が、前記位相変調の周期の整数分の１に
   設定されていることを特徴とする偏波スイッチング光源
   。
2. （２）信号１ビット分のタイムスロットＴを２つ以上の
   サブタイムスロットに分解し、そのサブタイムスロット
   の切り替え時に半導体レーザに位相変調をかけて偏波ス
   イッチングを行う偏波スイッチング光源を局部発振器と
   して用い、送信用光源からの信号光と各サブタイムスロ
   ットの局部発振器出力光のビートを電気信号として受信
   する手段と、 各サブタイムスロットの受信信号を検波する手段と、 各サブタイムスロットの検波出力をタイムスロットＴの
   間で加算する手段とを具備してなり、前記偏波スイッチ
   ング光源は、半導体レーザ、この半導体レーザにパルス
   電流を印加して位相変調をかける手段、半導体レーザの
   出力光を略等しいパワーの２つの分岐に分割する手段、
   分割された一方の分岐に他方の分岐に対して所定の遅延
   をかける手段、及び遅延された一方の分岐と他方の分岐
   をそれぞれの偏波状態を直交させて合波する手段からな
   り、且つ２つの分岐の遅延時間差を位相変調の周期の整
   数分の１に設定してなることを特徴とする光受信装置。
3. （３）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
   かける手段を有し、信号１ビット分のタイムスロットＴ
   を３つ以上に分けた位相サブタイムスロットＴｓの切り
   替え時にπ／２又は−π／２の固定位相スイッチングを
   行う局部発振光源と、 この局部発振光源の出力光と光送信装置からの信号光の
   ビートを電気信号として受信する光受信器と、 この光受信器の出力を二分し一方の出力を他方の出力に
   対して所定量遅延させる手段と、該手段により遅延され
   た遅延出力と非遅延出力の両者の一方の位相を９０゜ず
   らして他方に加算する９０゜ハイブリッド回路と、 各サブタイムスロットにおける前記９０゜ハイブリッド
   回路の出力を検波する検波器とを具備してなることを特
   徴とする光受信装置。
4. （４）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
   かける手段を有し、信号１ビット分のタイムスロットＴ
   を２つ以上に分けた位相サブタイムスロットの切り替え
   時にπ／２又は−π／２の位相スイッチングを行う局部
   発振光源と、この局部発振光源の出力光と光送信装置か
   らの信号光のビートを電気信号として受信する光受信器
   と、 この光受信器の出力を二分し一方の出力を他方の出力に
   対して所定量遅延させる手段と、該手段により遅延され
   た遅延出力と非遅延出力の両者の一方の位相を９０゜ず
   らして他方に加算する９０゜ハイブリッド回路と、 この９０゜ハイブリッド回路の前段又は後段に設けられ
   た信号パス切り替え回路と、 前記９０゜ハイブリッド回路及び信号パス切り替え回路
   を介した信号を検波する検波器とを具備してなり、 位相サブタイムスロットに同期して信号パス切り替え回
   路を切り替えることによりイメージ除去受信を行うこと
   を特徴とする光受信装置。
5. （５）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
   かける手段を有し、タイムスロットを２つ以上に分けた
   位相サブタイムスロットの切り替え時にπ／２又は−π
   ／２の位相スイッチングを行う光送信装置と、 偏波スイッチングのタイミングが信号光の一つのタイム
   スロットの中の同じ位相状態の中に独立な偏波状態が現
   れるように設定されている偏波スイッチング光源を局部
   発振光源として用い、この局部発振光源出力光と光送信
   装置からの信号光のビートを電気信号として受信する光
   受信器と、各サブタイムスロットの受信信号を検波する
   検波器と、偏波スイッチングと位相スイッチングのタイ
   ミングにより分割される偏波状態と位相状態の異なる新
   たな位相・偏波サブタイムスロットの検波出力をタイム
   スロットＴの間で加算する手段とからなる光受信装置と
   を、それぞれ少なくとも一つ以上有するコヒーレント光
   伝送システムであって、前記光受信機の偏波スイッチン
   グ光源は、 半導体レーザ、この半導体レーザにパルス電流を印加し
   て位相変調をかける手段、半導体レーザの出力光を略等
   しいパワーの２つの分岐に分割する手段、分割された一
   方の分岐に他方の分岐に対して所定の遅延をかける手段
   、及び遅延された一方の分岐と他方の分岐をそれぞれの
   偏波状態を直交させて合波する手段からなり、且つ２つ
   の分岐の遅延時間差を位相変調の周期の整数分の１に設
   定してなることを特徴とするものであるコヒーレント光
   伝送システム。
6. （６）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
   かける手段を有し、タイムスロットを３つ以上に分けた
   位相サブタイムスロットＴｓの切り替え時にπ／２又は
   −π／２の固定位相スイッチングを行う光送信装置と、 局部発振光源からの局部発振光と光送信装置からの信号
   光とのビートを電気信号として受信する光受信器と、こ
   の光受信器の出力を二分し一方の出力を他方の出力に対
   して所定量遅延させる手段と、該手段により遅延された
   遅延出力と非遅延出力の両者の一方の位相を９０゜ずら
   して他方に加算する９０゜ハイブリッド回路と、各サブ
   タイムスロットにおける前記９０゜ハイブリッド回路の
   出力を検波する検波器とを有し、イメージ除去受信を行
   う光受信装置とを、 それぞれ少なくとも一つ有することを特徴とするコヒー
   レント光伝送システム。
7. （７）半導体レーザにパルス電流を印加して位相変調を
   かける手段を有し、タイムスロットを２つ以上に分解し
   た位相サブタイムスロットの切り替え時にπ／２又は−
   π／２の位相スイッチングを行う光送信装置と、 局部発振光源からの局部発振光と光送信装置からの信号
   光とのビートを電気信号として受信する光受信器と、こ
   の光受信器の出力を二分し一方の出力を他方の出力に対
   して所定量遅延させる手段と、該手段により遅延された
   遅延出力と非遅延出力の両者の一方の位相を９０゜ずら
   して他方に加算する９０゜ハイブリッド回路と、この９
   ０゜ハイブリッド回路の前段又は後段に設けられた信号
   パス切り替え回路と、前記９０゜ハイブリッド回路及び
   信号パス切り替え回路を介した信号を検波する検波器と
   を有し、光送信装置の位相スイッチングにより生じた光
   信号の位相サブタイムスロットに同期して前記光受信装
   置の信号パス切り替え回路を切り替えることによりイメ
   ージ除去受信を行う光受信装置とを、 それぞれ少なくとも１つ有することを特徴とするコヒー
   レント光伝送システム。