JPH04113238A - 変位変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明は工業プロセスにおける差圧（圧力差）に比例す
るダイヤフラムの微小変位をキャパシタンスの差動的な
変化として検出し、プロセス制御のための統一電気信号
に変換する変位変換器に関するもので、 更に詳しくは、本発明は、第１の圧力と第２の圧力の差
圧の大きさに応じた変位量を、第１のセンサ・キャパシ
タと第２のセンサ・キャパシタによる差動的静電容量の
変化として検出して電流出力の形で出力する変位変換器
に関するものである。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。

【従来の技術】

自身の両面間の圧力差に比例して変位するダイヤフラム
を一つの可動電極とし、そのダイヤフラムに平行してそ
の両側に配置された２つの固定電極とで一対のキャパシ
タを構成するとき、それらの静電容量はダイヤフラムが
固定電極に対し平行に変位すると見なしうる（以下、平
行板モデルと記す）とき次式で与えうる。 ｄ　１−Δｄ ここに Δｄ：ダイヤフラムの変位（工圧力差ΔＰ）ε：電極間
を満たす誘電体の誘電率 Ａ：電極面積 ＣｓＬ　　Ｃｓ２　：浮遊容量 一般に変位変換器は、上述の式（１）、（２）にみられ
るような静電容量とダイヤフラムの変位（圧力差）との
関係を利用して機能するものであるが、ここで二つの固
定電極に付着する浮遊容量（一方の電極に付着する浮遊
容量をＣｓｌとし、他方の電極に付着する浮遊容量をＣ
ｓ２とする）を補償する措置が通常行われている。 従来の変位変換器を記載した文献としては、米国特許第
３６４６５３８号、第４２７２８２２号、第４６１８８
６２号及び第４６３６７１２号明細書を挙げることがで
きるが、これらの文献に記載の変位変換器等では、必ず
Ｃｓ１＝Ｃｓ２　（−Ｃｓとおく）とみなして浮遊容量
の補償を行っている。 即ち、浮遊容量補償用のキャパシタを一つ設け、その静
電容量ＣｃがＣｃ＝２Ｃｓとなるように調整すれば ｄｉ、ｄ２　　：電極間のギャップ Ｃ２ Ｃ１＋Ｃ２ Ｃｃ Δｄ　　　　　δ ｄ Δｄ　　　　δ −・・・　・・・　（４） ｄ なる演算を行うことによってダイヤフラムの微小変位、
従って圧力差を検出できるというものである。

【発明が解決しようとする課題】

しかし、センサハウジング、電極からのリードの取り出
し、等を含め完全対称構造のセンサの製作を企図しても
、実際にはＣｓｌ　＝　Ｃｓ２という仮定を厳密に満足
させることは不可能である。構造的に浮遊容量のアンバ
ランスが避けられない場合は言うまでもない。 この浮遊容量のアンバランスが高精度（例えば０．１％
Ｃｓ）の変位変換器を実現する際の障害となる。実際、
Ｃｓ１＝Ｃｓ２なるとき、Ｃｃ　＝Ｃ５ｌ＋Ｃｓ２とな
るよう調整しても次式が示すように非直線性（変位量の
差圧に対する関係が直線的にならないこと）を完全補償
することは不可能である。 ｌ−Ｃ２ Ｃ１＋Ｃ２−Ｃｃ ・・・　・・・　（５） この非直線性はゼロ点を遷移すると変化するため、ゼロ
点遷移量を精度定格上限定するか、あるいはゼロ点を大
きく遷移した場合に直線性を再補正することが必要とな
る。また直線性の補正後に残る非直線性の８字傾向は、
測定スパンを縮める場合に非直線性を増大させる。 以上は、平行板モデルでセンサを近似できる場合の問題
点の説明であるが、平行板モデルで近似できない場合、
即ちダイヤフラムの撓み形状を考慮しなければならない
場合には、たとえＣｓ１＝Ｃｓ２であっても、電極ギャ
ップのアンバランス等があると同様な問題点が発生する
。以下、その説明を行う。 固定電極が半径ａｅの円板平板、可動電極であるダイヤ
フラムが半径ａ、板厚ｈ、ヤング率Ｅ、ポアッソン比ν
の円形平板で周辺固定であるとし、電極間のギャップを
ｄｌ、ｄ２とすると、圧力差へＰにより発生するダイヤ
フラムの撓みＷ（ｒ）および静電容量Ｃ１，Ｃ２は次式
で与えられる。εは誘電率。 ・・・　・・・　（８） ・・・　・・・　（１０） Ｃｓ１＝Ｃｓ２＝Ｏとして浮遊容量をあらかじめ除去し で演算するものとする。Ｃｃは、正圧特性（即ちΔＰ≧
０）の入力５０％点の直線性が０％になるように決める
ものとする。 ａ　ｅ＝１．２５　［：ｃｏ＋］　、　　ａ＝１．９　
［ｃｍ〕、　　ｈ＝０．０４７（ｃｍ）　、　　Ｅ　＝
　１．９００，０００　（ｋｇ／　ｃｆｆｌ）　、　　
ｖ　＝０．２５゜ε＝８．８５４　Ｘｌ０−”　　ＣＦ
／ｍ）　、　　ΔＰｍａ　ｘ＝ｏ、　６　Ｃｋｇ／　Ｃ
１１７）としｄｌ　＝ｄ２　＝０．１５　［ｍｍ）の場
合とｄｉ　−０，１５Ｃｍｍ）　、　　ｄ２　＝０．１
２　〔ｍｍ〕の場合とで直線性を計算した結果を第６図
に示す。 第６図（イ）は、一方の固定電極の容量Ｃ１と他方の固
定電極の容量Ｃ２が共に２８．９６２ｐ　Ｆ　（ｄ　１
＝ｄム一１５０μｍ）と同じであり、浮遊容量補償用の
容量Ｃｃを９．８３１ｐＦとした場合に、圧力差に対す
る変位量の直線からのずれ量を縫軸に、圧力差を横軸に
とって表わした特性図である。 この特性図では、横軸の正側の最大値（０，６）の位置
とその５０％の位置（０，３）でそれぞれ直線性が零に
なるように補償用の容量Ｃｃを決定したときの特性を示
している。 第６図（ロ）では、一方の固定電極の容量ＣＩが２８．
９６２ｐ　Ｆ、他方の固定電極の容量Ｃ２が３６゜２０
２　ｐ　Ｆ　（ｄｉ　＝１５０　μｍ、　ｄ２　＝１２
０　μｍ）で浮遊容量補償用の容量Ｃｃを１８．９９６
　ｐ　Ｆとした場合に、圧力差に対する変位量の直線か
らのずれ量を継軸に、圧力差を横軸にとって表わした特
性図である。 この特性図では、横軸の正側の最大値（０，６）の位置
との５０％の位置（０，３）でそれぞれ直線性が零にな
るように補償用の容量Ｃｃを決定したときの特性を示し
ている。圧力差が負の領域では直線性が上方にカーブし
ていることが認められる。 第６図（イ）と（ロ）を比較して見るだけで、固定電極
の容量ＣＩとＣ２が等しく平衡している場合に比べて不
平衡の場合には直線性が、如何に補償用の容量Ｃｃで補
償しようとも、大きくずれることが分かる。 更に第６図（イ）と（ロ）の特性値から次のことが言え
る。 １）実際のセンサ容量のモデルを平行板モデルで置きか
えると、見かけ上Ｃｃに等しい浮遊容量が生じる。 ２）電極間ギャップにアンバランスがない場合、正圧特
性で直線性補正をすれば、負圧特性（ΔＰ≦０）の直線
性は正圧特性の直線性に等しい。 ３）しかし、電極間ギャップにアンバランスがある場合
、正圧特性の直線性補正をしても、正・負圧特性共に非
直線性が増大する。正圧特性の８字傾向が第６図（ロ）
の場合、第６図（イ）に比して増大していることに注意
を要す。 電極間のギャップのアンバランスは、センサ製作の過程
で容易に起こりうるので、この電極間ギャップのアンバ
ランスによる非直線性の増大は重大な問題点である。 そこで本発明の課題は、一方の固定電極と可動電極との
間のギャップと他方の固定電極と可動電極との間のギャ
ップにアンバランスがある変位変換器であっても、その
直線性を大幅に改善することのできる変位変換器を提供
することにある。 なお本発明と同様な課題を持った従来技術としては本出
願人の先順になる 特開平２−１２０６１４号「変位変換器」がある。

【課題を解決するための手段】 前記の課題を解決するために第１発明の変位変換器は、
「自身の両面間の圧力差によって変位するダイヤフラム
と、このダイヤフラムの両側にこのダイヤフラムと対向
して設けられた２つの固定電極とを備え、前記ダイヤフ
ラムの変位量を、前記ダイヤフラムと各固定電極との間
のキャパシタとしの第１．第２のセンサキャパシタ（Ｃ
１，Ｃ２）の差動的な静電容量変化として検出する変位
変換器において、 それぞれ、この第１．第２のセンサキャパシタの浮遊容
量（ＣｓＬＣｓ２）に相当する容量を持つ第１．第２の
直線性補正用キャパシタ（Ｃｃｌ。 ＣＯ２）のそれぞれの一端を、前記第１．第２のセンサ
キャパシタのコモン端子（共通接続ラインＣＭＬなど）
に接続し、 さらに演算出力用キャパシタ（ＣＯ）の一端をこのコモ
ン端子に接続し、 基準電位（グランドＧＮＤ）に対し大きさが等しく極性
の異なる２つの印加電圧（Ｖｓ、−Ｖｓｌなど）を発生
する印加電圧発生手段（誤差増巾回路３０９反転増巾回
路４０など）と、 前記コモン端子と前記基準電位との間を高インピーダン
スに保ったまま、前記コモン端子の電位が前記基準電位
に一致するように前記演算出力用キャパシタの前記コモ
ン端子側と異なる端子の電位を可変制御する電位制御手
段（増巾器６など）とを設け、 （スインチ１〜５などを介し）前記第１．第２のセンサ
キャパシタ、第１．第２の直線性補正用キャパシタおよ
び演算出力用キャパシタを一旦放電したのち、前記第１
．第２のセンサキャパシタの前記コモン端子側と異なる
端子にそれぞれ前記印加電圧の一方を与え、かつ前記第
１．第２の直線性補正用キャパシタの前記コモン端子側
と異なる端子にそれぞれ前記印加電圧の他方を与えて、
（サンプルホールド回路１０などを介し）このとき前記
電位制御手段の前記制御に基づき前記演算出力用キャパ
シタの両端に発生する電圧としての第１の測定電圧（■
１）を求め、さらに （スイッチ１〜５などを介し）同しく前記第１゜第２の
センサキャパシタ、第１．第２の直線性補正用キャパシ
タおよび演算出力用キャパシタを一旦放電したのち、前
記第１のセンサキャパシタおよび第２の直線性補正用キ
ャパシタの前記非コモン側端子にそれぞれ前記印加電圧
の一方を与え、かつ前記第２のセンサキャパシタおよび
第１の直線性補正用キャパシタの前記非コモン側端子に
それぞれ前記印加電圧の他方を与えて、（サンプルホー
ルド回路２０などを介し）このとき前記電位制御手段の
前記制御に基づき前記演算出力用キャパシタの両端に発
生する電圧としての第２の測定電圧（■２）を求め、 ようにする。 次に第２発明の変位変換器では、前記第１発明の変位変
換器において、「前記印加電圧は直流電圧または（正弦
波発信回路５１Ａおよびトランス７１、またはウィーン
ブリッジ発振回路８０などを介して得られる）交流電圧
である」ようにする。 次に第３発明の変位変換器では、前記第１発明または第
２発明の変位変換器が「前記第２の測定電圧を前記第１
の測定電圧で（割算器などを介し）割算して直線性の補
正された前記変位量を得るものであるＪようにする。 また第４発明の変位変換器では、前記第１発明または第
２発明の変位変換器が、「前記第１の測定電圧が所定電
圧（Ｖ　ｒｅｆなと）と一致するように前記印加電圧の
大きさを可変制御する手段（誤差増巾回路３０など）を
備え、該印加電圧に基づく前記第２の測定電圧を用いて
直線性の補正された前記変位量を得るものであるＪよう
にする。

【作　用】

センサキャパシタＣ１，Ｃ２のコモン端子（ＣＭＬ）に
Ｃｃｌ　＝Ｃ５ｌ、Ｃｃ２　＝Ｃ５２となるような線性
補正用キャパシタＣｃＬＣｃ２のそれぞれ一端を接続す
ると共に、さらに演算出力用キャパシタＣＯの一端を接
続し、コモン端子とグランドＧＮＤとの間を高インピー
ダンスに保ったまま、このキャパシタＣＯの他端の電位
を制御してコモン端子の電位をグランド電位に一致させ
る増巾器６を設け、さらにグランド電位に対し大きさが
等しく極性の異なる印加電圧Ｖｓ、−Ｖｓｌを発生させ
、 前記キャパシタＣＬＣ２，Ｃ５ＬＣｓ２への電圧Ｖｓ、
−Ｖｓｌの印加の組合せと、前記増巾器６の働きとによ
り、前記演算出力用キャパシタＣＯの両端から、下式 の左辺の分母１分子にそれぞれ比例する電圧Ｖ１ｖ２を
得て、正しい右辺の値を、従って直線性良好な変位変換
器を得るものである。

【実施例】

第１図は本発明の第１の実施例としての変位変換器の構
成を示す回路図、第２図は第１図の動作説明図である。 第１図において、ＣＩ、Ｃ２はそれぞれその一端がコモ
ン端子としてのダイヤフラム（図外）に接続されている
前述のセンサキャパシタ、Ｃｃｌはこのコモン端子を含
む共通接続ラインＣＭＬに一端が接続され、予めその容
量がセンサキャパシタＣ１内の浮遊容量Ｃｓｌに等しく
選ばれた直線性補正用キャパシタ、Ｃｃ２も同じくその
一端が共通ラインＣＭＬに接続され、予めその容量がセ
ンサキヤパシタＣ２内の浮遊容量Ｃｓ２に等しく選ばれ
た直線性補正用キャパシタである。このように補正用の
容量Ｃｃｌ、　　Ｃａ２を選んだとき、前記（１）、　
（２）式式を用いて下式（１０１）を得ることができる
。 ＣＩ　　−Ｃｃｌ　　＋（Ｃ２−Ｃａ２）　　　　ｄ　
　　　　ｄ従って２０式（１０１）の左辺の値を計測で
きれば直線性が正しく補正された変位量（右辺）が得ら
れることになる。第１図の回路はこの式（１０１）の左
辺の値を計測する回路である。 即ち４，５はクロックφ３によって駆動され、キャパシ
タＣ２，Ｃａ２をそれぞれＣ１，Ｃｃｌと並列に接続す
るか、またはその逆にＣｃｌ、Ｃ１と並列に接続するか
を切替えるスイッチ、 １はクロックφ２によって駆動され、このキャパシタＣ
１を含む並列接続キャパシタの両端を短絡するか、その
並列キャパシタの共通ラインＣＭＬと逆側の端子に誤差
増巾回路３０の出力電圧Ｖｓを印加するかを切替えるス
イッチ、 ２は同じくクロックφ２によって駆動され、キャパシタ
Ｃｃｌを含む並列接続キャパシタの両端を短絡するか、
この並列キャパシタの共通ラインＣＭＬと逆側の端子に
反転増巾回路４０の出力電圧Ｖｓｌ　（但しこの電圧は
誤差増巾器出力電圧Ｖｓを１対１に反転した電圧である
）を印加するかを切替えるスイッチ、 ３は同しくクロックφ２によって駆動され、演算出力用
キャパシタＣｏの両端を短絡するか開放するかを切替え
るスイッチである。 ところでこの演算出力用キャパシタＣｏは、その一端が
キャパシタＣＬ　Ｃ２，Ｃｃｌ、　　Ｃａ２の共通ライ
ンＣＭＬに直列に接続され、前記のスイッチ１〜３が対
応するキャパシタを短絡しない状態では（共通接続ライ
ンＣＭＬ上の電荷の総和が０となるように）キャパシタ
ＣＩ、　Ｃ２，Ｃｃｌ、　　Ｃａ２の充電電荷の和に等
しい逆極性の電荷で充電されるキャパシタである。 また６はこの共通ラインＣＭＬとグランドＧＮＤとの間
を高インピーダンス状態に保ったまま、共通ラインＣＭ
Ｌの電位をグランドＧＮＤのレベルに一致させるように
演算出力用キャパシタＣＯの非共通ライン側の端子の電
位を制御する増巾器である。 １０　（１１〜１３）はこの増巾器６の出力電圧（つま
りキャパシタＣｏの両端電圧）をサンプリングし、電圧
■１として誤差増巾回路３０に与えるサンプルホールド
回路で、クロックφ４によって駆動されるスイッチ１１
．キャパシタ１２．およびオペアンプ１３からなる。 ２０　（２１〜２３）は同じくこの増巾器６の出力電圧
（キャパシタＣｏの両端電圧）をサンプリングし、後述
のように被計測変位（差圧）に比例した電圧Ｖ２として
信号変換回路６１に与えるサンプルホールド回路で、ク
ロックφ５によって駆動されるスイッチ２１．キャパシ
タ２２およびオペアンプ２３からなる。 信号変換回路６１は差圧に比例した信号■２を統一電気
信号（例えばＤＣ４〜２０ｍ＾）に変換する回路である
。 ５０　（５１〜５６）は前記クロックφ２〜φ５を生成
するクロック回路で、基本クロックφ１を発生する発振
器（ＯＳＣとも略記）５１、この基本クロックφ１を順
次分周するＴフリンプフロノプ５２．５６、インバータ
５３、ＡＮＤ回路５４．５５等からなる。 ここで各クロックφ２〜φ５は“Ｈ゛°°レヘルき、そ
れぞれ対応する前記のスイッチ１〜５゜１１、２１を矢
印方向に駆動し、同しく“Ｌ゛レヘルとき反矢印方向に
駆動するものとする。 次に誤差増巾回路３０　（３１〜３３）はサンプルホー
ルド回路１０のサンプル出力電圧■１を基準電圧源３４
の電圧Ｖ　ｒｅｆ　と比較し■１がＶ　ｒｅｆに一致す
るようにそのグランド電位に対応する出力電圧Ｖｓを制
御する回路で、抵抗３１．キャパシタ３２．オペアンプ
３３からなる。 また反転増巾回路４０　（４１〜４３）は誤差増巾回路
出力電圧Ｖｓをグランド電位に対して１対１に反転し、
電圧−Ｖｓｌとして出力する回路で、抵抗（Ｒ）　４１
．４２　（但しＲ４１＝Ｒ４２である。）、オペアンプ
４３からなる。次に第２図の動作説明図において、同図
（ａ）はクロック回路５０（５１〜５６）で作られたク
ロック信号φ１〜φ５、増巾器６の出力電圧、サンプル
ホールド回路１０内のオペアンプ１３の出力電圧■１、
およびサンプルホールド回路２０内のオペアンプ２３の
出力電圧Ｖ２の各タイムチャートを示す。また第２図（
ｂ）〜（ｅ）は同図（ａ）のタイムチャート内の期間ｔ
１〜ｔ２．ｔ２〜ｔ３．ｔ３〜ｔ４およびｔ４〜Ｌ５の
夫々に対応するキャパシタＣＬ　Ｃ２，ＣｃＬ　　ＣＯ
２典よびＣｏの結線図を示す。 ここにＶｓと−Ｖｓｌは、前述のように誤差増巾回路３
０内のオペアンプ３３および反転増巾回路４０内のオペ
アンプ４３の各出力電圧であり、Ｖ　ｓ　＝　Ｖｓｌで
ある。但し、クロックφ２でドライブされたトランスフ
ァスイッチ１，２およびスイッチ３、クロックφ３でド
ライブされたトランスファスイッチ４．５は、第２図（
ｂ）〜（ｅ）中では省略されている。 次に第２図を参照しつつ第１図の動作を説明する。 期間ｔ１〜ｔ２では、クロックφ２．φ３が′“Ｈ”レ
ベルであることからキャパシタＣＩとＣ２゜ＣｃｌとＣ
Ｏ２を並列結線とし、かつこのＣＬＣ２゜Ｃｃｌ、　　
ＣＯ２およびＣｏを短絡してこの全てのキャパシタの電
荷を放電する。 期間ｔ２〜ｔ３ではクロックφ２が“′Ｌ′”レベル、
φ３が°“Ｈ”レベルであることから、ＣＩとＣ２，Ｃ
ｃｌとＣＯ２は夫々Ｖｓ、Ｖｓｌで充電され、下式（１
０２）で与えられる電荷−ＱＣ−Ｑ２．　＋　ＱｃＬ＋
Ｑｃ２および−Ｑｏが夫々キャパシタＣＬＣ２Ｃｃｌ　
　ＣＯ２およびＣｏの図示した電極側に発生する。但し
このとき増巾器６の出力電圧をＶｌとする。 期間ｔ３〜ｔ４では、クロックφ２がＩＩ　Ｈ１１レベ
ル、φ３が“Ｌ゛レベルあることから、キャパシタＣ１
とＣＯ２，ＣｃｌとＣ２を並列結線とし、かつＣ１，Ｃ
２，Ｃｃｌ、　　ＣＯ２およびＣＯを短絡して全てのキ
ャパシタの電荷を放電する。 期間も４〜ｔ５では、クロックφ２が“ｌ　Ｌ　ｌ”レ
ベル、φ３が°“Ｌ“レベルであることから、キャパシ
タＣ１とＣＯ２，ＣｃｌとＣ２は夫々Ｖｓ、Ｖｓｌで充
電され、下式（１０３）で与えられる電荷−Ｑｌ。 ＋　Ｑ２．　＋　Ｑｃｌ、　　　Ｑｃ２および−Ｑｏｌ
が夫々キャパシタＣＬ　Ｃ２，Ｃｃｌ、　　ＣＯ２およ
びＣＯの図示した電極側に発生する。但しこのとき増巾
器６の出力電圧を■２とする。 期間ｔ２〜ｔ３の後半で、サンプルホールド回路１０　
（１１〜１３）は、クロックφ４により（１０４）式の
■１をサンプリングする。また期間Ｌ４〜ｔ５の後半で
、サンプルホールド回路２０　（２１〜２３）は、クロ
ックφ５により（１０５）式〇■２をサンプリングする
。以上のむ１〜Ｌ５の動作は周期的に繰返される。 ところで誤差増巾回路３０　（３１〜３３）と基準電圧
源３４は上記の■１が一定値Ｖｒｅｆに一致するように
直流電圧Ｖｓ、Ｖｓｌを制御する。従って、（１０１）
　。 （１０４）　、　（１０５）式より 従って（１０２）　、　（１０３）式により下式（１０
４）　、　（１０５）を得る。 を得る。この■２を信号変換回路６１によりプロセスの
統一信号に変換する。 なお（１０１）　、　（１０４）　、　（１０５）式か
ら明らかなように誤差増巾回路３０　（３１〜３３）と
基準電圧源３４の代りに電圧Ｖｓを与える定電圧源と、
増巾器６の出力電圧の比Ｖ２　／Ｖｌの値を演算する割
算器を用いても（１０１）弐左辺の値を求めることがで
きる。またサンプルホールド回路１０（１１〜１３）　
、　２０　（２１〜２３）は同期整流回路であってもよ
い。 次に第３回は本発明の第２の実施例としての回路図、第
４図は第３図の動作説明図で、この第３図、第４図はそ
れぞれ第１図、第２図に対応している。 第３図においては誤差増巾回路３０の出力電圧に比例し
た振巾で、かつ所定周波数の正弦波電圧φ１０を発振出
力する正弦波発振回路５１Ａと、この発振出力電圧φ１
０によって励磁され、その２次巻線７１ａの中間タップ
がグランドＧＮＤに接続されたトランス７１とによって
、この２次巻線７１ａの両端から誤差増巾回路３０の出
力電圧に比例した交流電圧ｖｓおよびその反転電圧−ｖ
ｓｌを得るようにし、この交流電圧ｖｓ、−ｖｓｌを第
１図の電圧Ｖｓ、　−ＶｓｌＯ代わりにキャパシタＣ１
，Ｃ２等に与えるようにしたものである。 従って第３図では第１図に対し反転増巾回路４０は省略
され、またクロ・ツクφ１はトランス７１の３次巻線７
１ｂの正弦波出力電圧を波形整形回路７２によって矩形
波に整形することによって作られる。 またこのクロックφ１をフリップフロップ５２５６によ
って順次分周することによって第１図と同様なりロンジ
φ２．φ３が作られるが、増巾器６の交流出力をサンプ
リングするスイッチ１１．２１の駆動用クロックφ４Ａ
、φ５Ａの時間巾はそれぞれ第１図の対応するクロック
φ４．φ５の時間巾の２倍となっている。 ここでスイッチ１１と整流・平滑回路１３４とは同期整
流回路１０Ａを構成しており、スイッチ１１のサンプリ
ング電圧（正弦波）は整流・平滑回路１３Ａによってそ
の振巾に比例した直流電圧に変換されて誤差増巾回路３
０に与えられる。また同様にスイッチ２１と整流・平滑
回路２３Ａとは同期整流回路２０Ａを構成しており、ス
イッチ２１のサンプリング電圧（正弦波）は整流・平滑
回路２３八によってその振幅に比例した直流電圧に変換
されて信号変換回路６１に与えられる。 次に第４図の動作説明図において、同図（ａ）は正弦波
発信回路５１Ａ、波形整形回路７２およびクロツク回路
５２．５４〜５６で作られたクロックφ１０．φ１〜φ
３．φ４Ａ、φ５Ａと、増巾器６の出力電圧と、同期整
流回路１０Ａ（１１，１３Ａ）内の整流・平滑回路１３
Ａ、および同期整流回路２ＯＡ　（２１、２３Ａ　）内
の整流・平滑回路２３Ａの各入力電圧のタイムチャート
を示す。また第４図（ｂ）〜（ｅ）は同図（ａ）のタイ
ムチャート内の期間ｔｌ−ｔ２．ｔ２〜ｔ３．ｔ３〜１
４．およびｔ４〜ｔ５の夫々に対応するキャパシタＣ１
゜Ｃ２，Ｃｃｌ、　　ＣＣ２およびＣｏの結線図を示す
。ここに、ＶＳとｖｓｌは前述のようにトランス７１の
中性点を有する２次巻線７１ａの交流出力電圧であり、
巻数を等しくすることによってｖ　ｓ　＝　ｖｓｌとし
ている。なお第３図においてもクロックφ２．φ３によ
るスイッチ１〜５の駆動方法は第１図と同様であるが、
第４図（ｂ）〜（ｅ）ではこのスイッチ１〜５は省略さ
れている。 次に第４図を参照しつつ第３図の動作を説明する。 期間ｔ１〜ｔ２では、キャパシタｃ１とＣ２ＣｃｌとＣ
Ｃ２を並列結線とし、かっＣＬＣ２，ＣｄＣＣ２および
Ｃｏを短絡してこの全てのキャパシタの電荷を放電する
。 期間ｔ２〜ｔ３では、Ｃ１とＣ２，ＣｃｌとＣＣ２は夫
々ｖｓ、ｖｓｌで充電され、下式（２０２）で与えられ
る電荷−Ｑｌ、　　Ｃ２，＋ｑｃｌ、　十ｑｃ２および
−ｑ。 が夫々キャパシタＣＬ　Ｃ２，Ｃｃｌ、　　ＣＣ２およ
びＣ。 の図示した電極側に発生する。但しこのとき増巾器６の
出力電圧をｖｌとする。 期間ｔ３〜ｔ４では、ＣＩとＣＣ２，ＣｃｌとＣ２を並
列結線とし、かっＣＬ　Ｃ２，Ｃｃｌ、　　ＣＣ２およ
びＣｏを短絡して全てのキャパシタの電荷を放電する。 期間Ｌ４〜ｔ５では、Ｃ１とＣｃ２ は夫々ｖｓ、ｖｓｌで充電され、下式 られる電荷−（１１，＋（１２，＋ｑＣ１ｑｏｌが夫々
キャパシタＣ１，Ｃ２，ＣｃｌびＣｏの図示した電極側
に発生する。 き増巾器６の出力電圧をｖ２とする。 ＣｃｌとＣ２ （２０３）で与え ｑｃ２および Ｃｃ２およ 但しこのと 従って（２０２）　、　（２０３）式により下式（２０
４）　、　（２０５）を得る。 グかつ整流・平滑する。同様に期間Ｌ４〜ｔ５で同期整
流回路２０Ａ（２１，２３Ａ）は、クロツクφ５Ａによ
り（２０５）式のｖ２をサンプリングかつ整流・平滑す
る。以上のむ１〜Ｌ５の動作は周期的に繰返される。 ところで誤差増巾回路３０　（３１〜３３）と基準電圧
源３４は上記のｖｌの整流平滑値Ｖ１が一定値Ｖｒｅｆ
に一致するよう正弦波発振回路５１の発振電圧φ１０を
制御する。 従って、（１０１）　、　（２０４）　、　（２０５）
式よりｖ２の整流平滑値を■２とすれば、■２は先の（
１０６）式と同表現で表わされる。即ち 期間ｔ２〜Ｌ３で同期整流回路１０Ａ（１１，１３Ａ）
はクロ・ツクφ４八により（２０４）式のｖｌをサンプ
リンこの■２を信号変換回路６１によりプロセスの統一
信号に変換する。 なお（１０１）　、　（２０４）　、　（２０５）式か
ら明らかなように誤差増巾回路３０　（３１〜３３）と
基準電圧源３４の代わりに正弦波発振回路５１への発振
電圧φ１０の値を一定に保つための直流定電圧電源と、
電圧ｖＬｖ２の各整流平滑値Ｖｌ、Ｖ２の比Ｖ２　／Ｖ
ｌを求める割算器を設けても（１０１）式左辺の値を求
めることができる。 なおまた以上の第２の実施例の波形は正弦波であるが、
方形波であってもよい。即ち、５．ＬＡは方形波発振回
路であってもよい。この場合、波形整形回路７２は不要
である。 次に第５図は第３図の変形実施例で、第３図の正弦波発
信回路５１Ａに相当する回路をウィーンブリッジ発振回
路８０　（８１〜８８）で構成し、かつ第３図のトラン
ス７１の代わりに反転増巾回路４０　（４１〜４３）を
設けたものである。

【発明の効果】

本発明によれば、センサキャパシタＣＩ、Ｃ２のコモン
端子ＣＭＬにＣｃｌ＝Ｃｓｌ、Ｃｃ２＝Ｃｓ２となるよ
うな直線補正用キャパシタＣｃｌ、　　Ｃｃ２のそれぞ
れ一端を接続すると共に、さらに演算出力用キャパシタ
Ｃｏの一端を接続し、コモン端子とグランドＧＮＤとの
間を高インピーダンスに保ったまま、このキャパシタＣ
Ｏの他端の電位を制御してコモン端子の電位をグランド
電位に一致させる増巾器６を設け、さらにグランド電位
に対し大きさが等しく極性の異なる印加電圧Ｖｓ（ｖｓ
）、　　−Ｖｓｌ（−ｖｓ１）を発生させ、 前記キャパシタＣＩ、　Ｃ２，Ｃｓｌ、　　Ｃｃ２への
電圧Ｖｓ、−Ｖｓｌの印加の組合せと、前記増巾器６の
働きとにより、前記演算出力用キャパシタＣｏの両端か
ら、下式 ％式％ の左辺の分母１分子にそれぞれ比例する電圧Ｖｌ。 ■２を得るようにしたので、正しい右辺の値を、従って
直線性良好な変位変換器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例としての構成を示す回路
図、 第２図は第１図の動作説明図、 第３図は本発明の第２の実施例としての構成を示す回路
図、 第４図は第３図の動作説明図、 第５図は第３図の変形実施例としての回路図、第６図は
非直線性の説明図である。 ＣＬＣ２：センサキャパシタ、Ｃｃｌ、　　Ｃｃ２：直
線性補正用キャパシタ、ｃｏ＝演算出力用キャパシタ、
ＣＭＬ　：共通接続ライン、１〜５：スイッチ、φ１０
．　　φ１〜φ５．φ４Ａｐφ５Ａ　：クロック、６：
増巾器、１０　（１１〜１３）　、　２０　（２１〜２
３）：サンプルホールド回路、ｌ０Ａ（１１，１３Ａ）
、２０八（２１，２３４）：同期整流回路、３０　（３
１〜３３）：誤差増巾回路、３４：基準電圧源、Ｖ　ｒ
ｅｆ　：基準電圧、４０（４１〜４３）：反転増巾回路
、５０　（５１〜５６）：クロック回路、５１Ａ：正弦
波発信回路、６１：信号変換回路、７１ニドランス、■
Ｓ：誤差増巾回路出力、−Ｖｓｌ：反転増巾回路出力、
ｖｓ：）ランス出力またはウィーンブリッジ発振回路出
力、−ｖｓｌ：）ランス出力または反転増巾回路出力、
７２：波形整形回路、８０　（８１〜８８）：ウィーン
ブリッジ発振回路。 代理人弁理士　山　口　　巖゛、− Ｃ＋＝２８．９６２ｐＦ 矛６図 ＋　　÷　含 ÷ ９　　　　Ｎ＋　　　へ　　　　　。 ÷　０））Ｑ　）Ｏ） Ｈ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）自身の両面間の圧力差によって変位するダイヤフラ
   ムと、このダイヤフラムの両側にこのダイヤフラムと対
   向して設けられた２つの固定電極とを備え、前記ダイヤ
   フラムの変位量を、前記ダイヤフラムと各固定電極との
   間のキャパシタとしの第１、第２のセンサキャパシタの
   差動的な静電容量変化として検出する変位変換器におい
   て、それぞれ、この第１、第２のセンサキャパシタの浮
   遊容量に相当する容量を持つ第１、第２の直線性補正用
   キャパシタのそれぞれの一端を、前記第１、第２のセン
   サキャパシタのコモン端子に接続し、 さらに演算出力用キャパシタの一端をこのコモン端子に
   接続し、基準電位に対し大きさが等しく極性の異なる２
   つの印加電圧を発生する印加電圧発生手段と、前記コモ
   ン端子と前記基準電位との間を高インピーダンスに保っ
   たまま、前記コモン端子の電位が前記基準電位に一致す
   るように前記演算出力用キャパシタの前記コモン端子側
   と異なる端子の電位を可変制御する電位制御手段とを設
   け、前記第１、第２のセンサキャパシタ、第１、第２の
   直線性補正用キャパシタおよび演算出力用キャパシタを
   一旦放電したのち、前記第１、第２のセンサキャパシタ
   の前記コモン端子側と異なる端子にそれぞれ前記印加電
   圧の一方を与え、かつ前記第１、第２の直線性補正用キ
   ャパシタの前記コモン端子側と異なる端子にそれぞれ前
   記印加電圧の他方を与えて、このとき前記電位制御手段
   の前記制御に基づき前記演算出力用キャパシタの両端に
   発生する電圧としての第１の測定電圧を求め、さらに同
   じく前記第１、第２のセンサキャパシタ、第１、第２の
   直線性補正用キャパシタおよび演算出力用キャパシタを
   一旦放電したのち、前記第１のセンサキャパシタおよび
   第２の直線性補正用キャパシタの前記非コモン側端子に
   それぞれ前記印加電圧の一方を与え、かつ前記第２のセ
   ンサキャパシタおよび第１の直線性補正用キャパシタの
   前記非コモン側端子にそれぞれ前記印加電圧の他方を与
   えて、このとき前記電位制御手段の前記制御に基づき前
   記演算出力用キャパシタの両端に発生する電圧としての
   第２の測定電圧を求め、前記第１、第２の測定電圧を用
   いて直線性の補正された前記変位量を得ることを特徴と
   する変位変換器。 ２）特許請求の範囲第１項に記載の変位変換器において
   、前記印加電圧は直流電圧または交流電圧であることを
   特徴とする変位変換器。 ３）特許請求の範囲第１項または第２項に記載の変位変
   換器は、前記第２の測定電圧を前記第１の測定電圧で割
   算して直線性の補正された前記変位量を得るものである
   ことを特徴とする変位変換器。 ４）特許請求の範囲第１項または第２項に記載の変位変
   換器は、前記第１の測定電圧が所定電圧と一致するよう
   に前記印加電圧の大きさを可変制御する手段を備え、該
   印加電圧に基づく前記第２の測定電圧を用いて直線性の
   補正された前記変位量を得るものであることを特徴とす
   る変位変換器。