JPH0749968B2 - 変位変換器 - Google Patents
変位変換器Info
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- JPH0749968B2 JPH0749968B2 JP27312088A JP27312088A JPH0749968B2 JP H0749968 B2 JPH0749968 B2 JP H0749968B2 JP 27312088 A JP27312088 A JP 27312088A JP 27312088 A JP27312088 A JP 27312088A JP H0749968 B2 JPH0749968 B2 JP H0749968B2
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- current
- linearity
- capacitor
- sensor
- voltage
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、工業プロセスにおける差圧（圧力差）をそれ
に比例した機械的微小変位として検出し電気信号の形で
出力する変位変換器に関するものである。
に比例した機械的微小変位として検出し電気信号の形で
出力する変位変換器に関するものである。
更に詳しくは、本発明は、第１の圧力と第２の圧力の差
圧の大きさに応じた変位量を、第１のセンサ・キャパシ
タと第２のセンサ・キャパシタによる差動的静電容量の
変化として検出して電流出力の形で出力する変位変換器
に関するものである。
圧の大きさに応じた変位量を、第１のセンサ・キャパシ
タと第２のセンサ・キャパシタによる差動的静電容量の
変化として検出して電流出力の形で出力する変位変換器
に関するものである。
圧力差に比例して変位するダイヤフラムを一つの可動電
極とし、そのダイヤフラムに平行して配置された２つの
固定電極とで一対のキャパシタを構成するとき、それら
の静電容量はダイヤフラムが固定電極に対し平行に変位
すると見なしうる（以下、平行板モデルと記す）とき次
式で与えうる。
極とし、そのダイヤフラムに平行して配置された２つの
固定電極とで一対のキャパシタを構成するとき、それら
の静電容量はダイヤフラムが固定電極に対し平行に変位
すると見なしうる（以下、平行板モデルと記す）とき次
式で与えうる。
ここに d1,d2:電極間のギャップ Δd:ダイヤフラムの変位（∞圧力差ΔＰ） ε：電極間を満たす誘電体の誘電率 A:電極面積 Cs1,Cs2:浮遊容量 一般に変位変換器は、上述の式（１）、（２）に見られ
るような静電容量とダイヤフラムの変位（圧力差）との
関係を利用して機能するものであるが、ここで二つの固
定電極に付着する浮遊容量（一方の電極に付着する浮遊
容量をCs1とし、他方の電極に付着する浮遊容量をCs2と
する）を補償する措置が通常行われている。
るような静電容量とダイヤフラムの変位（圧力差）との
関係を利用して機能するものであるが、ここで二つの固
定電極に付着する浮遊容量（一方の電極に付着する浮遊
容量をCs1とし、他方の電極に付着する浮遊容量をCs2と
する）を補償する措置が通常行われている。
従来の変位変換器を記載した文献としては、米国特許第
3646538号、第4272822号、第4618862号及び第4636712号
明細書を挙げることができるが、これらの文献に記載の
変位変換器等では、必ずCs1＝Cs2（＝Csとおく）とみな
して浮遊容量の補償を行っている。即ち、浮遊容量補償
用のキャパシタを一つ設け、その静電容量CcがCc＝2Cs
となるように調整すれば なる演算を行うことによってダイヤフラムの微小変位、
従って圧力差を検出できるというものである。
3646538号、第4272822号、第4618862号及び第4636712号
明細書を挙げることができるが、これらの文献に記載の
変位変換器等では、必ずCs1＝Cs2（＝Csとおく）とみな
して浮遊容量の補償を行っている。即ち、浮遊容量補償
用のキャパシタを一つ設け、その静電容量CcがCc＝2Cs
となるように調整すれば なる演算を行うことによってダイヤフラムの微小変位、
従って圧力差を検出できるというものである。
しかし、センサハウジング、電極からのリードの取り出
し、等を含め完全対称構造のセンサの製作を企図して
も、実際にはCs1＝Cs2という仮定を厳密に満足させるこ
とは不可能である。構造的に浮遊容量のアンバランスが
避けられない場合は言うまでもない。
し、等を含め完全対称構造のセンサの製作を企図して
も、実際にはCs1＝Cs2という仮定を厳密に満足させるこ
とは不可能である。構造的に浮遊容量のアンバランスが
避けられない場合は言うまでもない。
この浮遊容量のアンバランスが高精度（ex.0.1％Cs）の
変位変換器を実現する際の障害となる。実際、Cs1≠Cs2
なるとき、Cc＝Cs1＋Cs2となるよう調整しても次式が示
すように非直線性（変位量の差圧に対する関係が直線的
にならないこと）を完全補償することは不可能である。
変位変換器を実現する際の障害となる。実際、Cs1≠Cs2
なるとき、Cc＝Cs1＋Cs2となるよう調整しても次式が示
すように非直線性（変位量の差圧に対する関係が直線的
にならないこと）を完全補償することは不可能である。
この非直線性はゼロ点を遷移すると変化するため、ゼロ
点遷移量を精度定格上限定するか、あるいはゼロ点を大
きく遷移した場合に直線性を再補正することが必要とな
る。また直線性の補正後に残る非直線性のＳ字傾向は、
測定スパンを縮める場合に非直線性を増大させる。
点遷移量を精度定格上限定するか、あるいはゼロ点を大
きく遷移した場合に直線性を再補正することが必要とな
る。また直線性の補正後に残る非直線性のＳ字傾向は、
測定スパンを縮める場合に非直線性を増大させる。
以上は、平行板モデルでセンサを近似できる場合の問題
点の説明であるが、平行板モデルで近似できない場合、
即ちダイヤフラムの撓み形状を考慮しなければならない
場合にはたとえばCs1＝Cs2であっても、電極間ギャップ
のアンバランス等があると同様な問題点が発生する。以
下、その説明を行う。
点の説明であるが、平行板モデルで近似できない場合、
即ちダイヤフラムの撓み形状を考慮しなければならない
場合にはたとえばCs1＝Cs2であっても、電極間ギャップ
のアンバランス等があると同様な問題点が発生する。以
下、その説明を行う。
固定電極が半径aeの円形平板、可動電極であるダイヤフ
ラムが半径ａ、板厚ｈ、ヤング率Ｅ、ポアッソン比νの
円形平板で周辺固定であるとし、電極間のギャップをd
1,d2とすると、圧力差ΔＰにより発生するダイヤフラム
の撓みＷ（ｒ）および静電容量C1,C2は次式で与えられ
る。εは誘電率。
ラムが半径ａ、板厚ｈ、ヤング率Ｅ、ポアッソン比νの
円形平板で周辺固定であるとし、電極間のギャップをd
1,d2とすると、圧力差ΔＰにより発生するダイヤフラム
の撓みＷ（ｒ）および静電容量C1,C2は次式で与えられ
る。εは誘電率。
Cs1＝Cs2＝０として浮遊容量をあらかじめ除去し で演算するものとする。Ccは、正圧特性（即ちΔＰ≧
０）の入力50％点の直線性が０％になるように決めるも
のとする。
０）の入力50％点の直線性が０％になるように決めるも
のとする。
ae＝1.25〔cm〕,a＝1.9〔cm〕,h＝0.047〔cm〕,E＝1,90
0,000〔kg/cm2〕，ν＝0.25,ε＝8.854×10-12〔F/
m〕，ΔP1max＝0.6〔kg/cm2〕としd1＝d2＝0.15〔mm〕
の場合とd1＝0.15〔mm〕,d2＝0.12〔mm〕の場合とで直
線性を計算した結果を第２図に示す。
0,000〔kg/cm2〕，ν＝0.25,ε＝8.854×10-12〔F/
m〕，ΔP1max＝0.6〔kg/cm2〕としd1＝d2＝0.15〔mm〕
の場合とd1＝0.15〔mm〕,d2＝0.12〔mm〕の場合とで直
線性を計算した結果を第２図に示す。
第２図（イ）は、一方の固定電極の容量C1と他方の固定
電極の容量C2が共に28.962pF（d1＝d2＝150μｍ）と同
じであり、直線性補償用の容量Ccを9.831pFとした場合
に、圧力差に対する変位量の直線からのずれ量を縦軸
に、圧力差を横軸にとって表わした特性図である。
電極の容量C2が共に28.962pF（d1＝d2＝150μｍ）と同
じであり、直線性補償用の容量Ccを9.831pFとした場合
に、圧力差に対する変位量の直線からのずれ量を縦軸
に、圧力差を横軸にとって表わした特性図である。
この特性図では、横軸の正側の最大値（0.6）の位置は
その50％の位置（0.3）でそれぞれ直線性が零になるよ
うに補償用の容量Ccを決定したときの特性を示してい
る。
その50％の位置（0.3）でそれぞれ直線性が零になるよ
うに補償用の容量Ccを決定したときの特性を示してい
る。
第２図（ロ）では、一方の固定電極の容量C1が28.962p
F、他方の固定電極の容量C2が36.202pF（d1＝150μｍ、
d2＝120μｍ）で直線性補償用の容量Ccを18.996pFとし
た場合に、圧力差に対する変位量の直線からのずれ量を
縦軸に、圧力差を横軸にとって表わした特性図である。
F、他方の固定電極の容量C2が36.202pF（d1＝150μｍ、
d2＝120μｍ）で直線性補償用の容量Ccを18.996pFとし
た場合に、圧力差に対する変位量の直線からのずれ量を
縦軸に、圧力差を横軸にとって表わした特性図である。
この特性図では、横軸の正側の最大値（0.6）の位置と
その50％の位置（0.3）でそれぞれ直線性が零になるよ
うに補償用の容量Ccを決定したときの特性を示してい
る。圧力差が負の領域では直線性が上方にカーブしてい
ることが認められる。
その50％の位置（0.3）でそれぞれ直線性が零になるよ
うに補償用の容量Ccを決定したときの特性を示してい
る。圧力差が負の領域では直線性が上方にカーブしてい
ることが認められる。
第２図（イ）と（ロ）を比較して見るだけで、固定電極
の容量C1とC2が等しく平衡している場合に比べて不平衡
の場合には直線性が、如何に補償用の容量Ccで補償しよ
うとも、大きくずれることが分かる。
の容量C1とC2が等しく平衡している場合に比べて不平衡
の場合には直線性が、如何に補償用の容量Ccで補償しよ
うとも、大きくずれることが分かる。
更に第２図（イ）と（ロ）の特性値から次のことが言え
る。
る。
１）実際のセンサ容量のモデルを平行板モデルで置きか
えると、見かけ上Ccに等しい浮遊容量が生じる。
えると、見かけ上Ccに等しい浮遊容量が生じる。
２）電極間ギャップにアンバランスがない場合、正圧特
性で直線性補正をすれば、負圧特性（ΔＰ≦０）の直線
性は正圧特性の直線性に等しい。
性で直線性補正をすれば、負圧特性（ΔＰ≦０）の直線
性は正圧特性の直線性に等しい。
３）しかし、電極間ギャップにアンバランスがある場
合、正圧特性の直線性補正をしても、正・負圧特性共に
非直線性が増大する。正圧特性のＳ字傾向が第２図
（ロ）の場合、第２図（イ）に比して増大していること
に注意を要す。
合、正圧特性の直線性補正をしても、正・負圧特性共に
非直線性が増大する。正圧特性のＳ字傾向が第２図
（ロ）の場合、第２図（イ）に比して増大していること
に注意を要す。
電極間のギャップのアンバランスは、センサ製作の過程
で容易に起こりうるので、この電極間ギャップのアンバ
ランスによる非直線性の増大は重大な問題点である。
で容易に起こりうるので、この電極間ギャップのアンバ
ランスによる非直線性の増大は重大な問題点である。
本発明の目的は、一方の固定電極と可動電極との間のギ
ャップと他方の固定電極と可動電極との間のギャップに
アンバランスがある変位変換器であっても、その直線性
を大幅に改善することのできる変位変換器を提供するこ
とにある。
ャップと他方の固定電極と可動電極との間のギャップに
アンバランスがある変位変換器であっても、その直線性
を大幅に改善することのできる変位変換器を提供するこ
とにある。
第１図は本発明の動作原理説明図であるが、同図を参照
して、本発明の課題を解決するための手段を説明する。
して、本発明の課題を解決するための手段を説明する。
同図に見られるように、本発明においては、課題を解決
して目的を達成するため次の手段を具備する。即ち １）２つの直線性補正用の可変キャパシタ（静電容量Cc
1,Cc2）101を設ける（従来は一つであった）。
して目的を達成するため次の手段を具備する。即ち １）２つの直線性補正用の可変キャパシタ（静電容量Cc
1,Cc2）101を設ける（従来は一つであった）。
２）一対のセンサキャパシタ（静電容量C1,C2）102と上
記直線補正用キャパシタ101に大きさの等しい交流電圧
が印加されるよう発振回路107、整流手段103を設ける。
記直線補正用キャパシタ101に大きさの等しい交流電圧
が印加されるよう発振回路107、整流手段103を設ける。
３）キャパシタC1,C2,Cc1,Cc2を流れる交流電流の半波
整流値を夫々I1,I2,Ic1,Ic2とすると、関係式（I1−Ic
1）＋（I2−Ic2）＝一定を満足するように定電流制御手
段（又は前記発振回路107を制御する手段）として105を
設ける。
整流値を夫々I1,I2,Ic1,Ic2とすると、関係式（I1−Ic
1）＋（I2−Ic2）＝一定を満足するように定電流制御手
段（又は前記発振回路107を制御する手段）として105を
設ける。
４）（I1−Ic1）−（I2−Ic2）の電流量検出手段106を
設け、この検出電流値を出力（直線性の改善された変位
量）として出力する。以上のうち１）は下記でもよい。
設け、この検出電流値を出力（直線性の改善された変位
量）として出力する。以上のうち１）は下記でもよい。
１）′２つの固定容量キャパシタとそれらに直列に整流
手段を介して接続された２つの可変抵抗器（抵抗値R1,R
2）を設ける。
手段を介して接続された２つの可変抵抗器（抵抗値R1,R
2）を設ける。
なお第１図における※印は、和を一定値に制御する手段
105は、発振回路107の電圧又は周波数を制御することに
より、（I1−Ic1）なる電流量と（I2−Ic2）なる電流量
の和が一定になるように制御する手段であっても良い
し、或いは発振回路107を制御するのでなく、それ自体
において（I1−Ic1）なる電流量と（I2−Ic2）なる電流
量の和が一定になるように制御する定電流制御手段であ
っても良いことを示している。
105は、発振回路107の電圧又は周波数を制御することに
より、（I1−Ic1）なる電流量と（I2−Ic2）なる電流量
の和が一定になるように制御する手段であっても良い
し、或いは発振回路107を制御するのでなく、それ自体
において（I1−Ic1）なる電流量と（I2−Ic2）なる電流
量の和が一定になるように制御する定電流制御手段であ
っても良いことを示している。
平行板モデルと見なしうるセンサ・キャパシタに対して
は、Cc1＝Cs1,Cc2＝Cs2となるよう直線性補正用キャパ
シタを調整することにより、演算とその結果 を実現して、直線性良好な変位変換器を得る。
は、Cc1＝Cs1,Cc2＝Cs2となるよう直線性補正用キャパ
シタを調整することにより、演算とその結果 を実現して、直線性良好な変位変換器を得る。
前述の手段１）′を用いるときには下式を満足するよう
可変抵抗器R1,R2を調整する。
可変抵抗器R1,R2を調整する。
ここにf:発振回路の発振周波数。
平行板モデルと見なせない場合は、上述したようにダイ
ヤフラムの撓み形状の平行板からのズレが、平行板モデ
ルに置換えると見かけ上浮遊容量に等価になる。従っ
て、電極間ギャップのアンバランスは浮遊容量のアンバ
ランスと等価になり、この場合も（12）式の演算が直線
性向上のために有効である。
ヤフラムの撓み形状の平行板からのズレが、平行板モデ
ルに置換えると見かけ上浮遊容量に等価になる。従っ
て、電極間ギャップのアンバランスは浮遊容量のアンバ
ランスと等価になり、この場合も（12）式の演算が直線
性向上のために有効である。
〔実施例〕 第３図は、本発明の一実施例としての２線式変位変換器
を示す回路図である。
を示す回路図である。
同図において、１は外部の負荷抵抗、２は変位変換器へ
電力を供給する外部直流電源である。変位変換器は、セ
ンサの微小変位を検出し微小変位に比例した直流電流信
号（例えばDC4〜20mA）を負荷抵抗１に出力する。
電力を供給する外部直流電源である。変位変換器は、セ
ンサの微小変位を検出し微小変位に比例した直流電流信
号（例えばDC4〜20mA）を負荷抵抗１に出力する。
31〜34は定電圧回路を、71〜78は正弦波発振回路を、80
〜82は基準電圧源を、83〜86は発振電圧制御回路を、そ
れぞれ構成する。巻線10,11,12は発振回路内の１次巻線
72に一体巻回された２次巻線であり、巻数が等しい。
〜82は基準電圧源を、83〜86は発振電圧制御回路を、そ
れぞれ構成する。巻線10,11,12は発振回路内の１次巻線
72に一体巻回された２次巻線であり、巻数が等しい。
センサ・キャパシタC1（C2）に印加される電圧波形を第
６図に示す。図示のt1〜t2の間、充電電流が流れ、t3〜
t4の間、放電電流が流れる。
６図に示す。図示のt1〜t2の間、充電電流が流れ、t3〜
t4の間、放電電流が流れる。
充電ルートは、巻線12→ダイオード15（16）→キャパシ
タC1（C2）→抵抗器39→巻線12である。
タC1（C2）→抵抗器39→巻線12である。
放電ルートは、キャパシタC1（C2）→ダイオード13（1
4）→巻線10（11）→抵抗器35（36〜38）→キャパシタC
1（C2）である。
4）→巻線10（11）→抵抗器35（36〜38）→キャパシタC
1（C2）である。
ここで充放電電流は互いに等しい。
直線性補正用のキャパシタ43（その容量C43＝Cc1）と44
（その容量C44＝Cc2）にも同様の電圧が印加され充放電
電流が流れる。
（その容量C44＝Cc2）にも同様の電圧が印加され充放電
電流が流れる。
放電ルートは、キャパシタ43（44）→ダイオード47（4
8）→OPアンプ40の出力側→OPアンプ40の一側電源端子
→巻線12→キャパシタ43（44）、であり、充電ルート
は、巻線12→抵抗器39→抵抗器35（36〜38）→ダイオー
ド45（46）→キャパシタ43（44）→巻線12、であり、充
放電電流は互いに等しい。
8）→OPアンプ40の出力側→OPアンプ40の一側電源端子
→巻線12→キャパシタ43（44）、であり、充電ルート
は、巻線12→抵抗器39→抵抗器35（36〜38）→ダイオー
ド45（46）→キャパシタ43（44）→巻線12、であり、充
放電電流は互いに等しい。
以上の充放電電流はキャパシタ20〜22で平滑され、整流
ダイオードの順方向電圧を無視すると次式で表わせる。
ダイオードの順方向電圧を無視すると次式で表わせる。
同様に I2＝ｆ（2Vm−V2−Vc）C2 ……（15） OPアンプ63、トランジスタ67は、ａ点とｂ点の電位が等
しくなるようにフィードバック電流Ifを抵抗器37,38へ
供給するので、V1＝V2である。またR41＝R42とする。従
って（14）〜（17）式は I1＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C1 ……（14）′ I2＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C2 ……（15）′ Ic1＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C43 ……（16）′ Ic2＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C44 ……（17）′ となり、同一の大きさの測定電圧が印加されていること
が判る。
しくなるようにフィードバック電流Ifを抵抗器37,38へ
供給するので、V1＝V2である。またR41＝R42とする。従
って（14）〜（17）式は I1＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C1 ……（14）′ I2＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C2 ……（15）′ Ic1＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C43 ……（16）′ Ic2＝ｆ（2Vm−V1−Vc）C44 ……（17）′ となり、同一の大きさの測定電圧が印加されていること
が判る。
発振電圧制御回路83〜86は、基準電圧源80〜82内のツェ
ナーダイオード82のツェナー電圧Vzと抵抗器39の端子間
電圧Vcとが等しくなるよう発振電圧を制御する。従っ
て、 Vc＝R39（I1−Ic1＋I2−Ic2） ＝Vz ……（18） （14）′〜（17）′を（18）へ代入することにより 従って（14）′〜（17）′，（19）式より を得る。C43＝Cs1,C44＝Cs2となるよう調整すれば
（１），（２）より次式を得る。
ナーダイオード82のツェナー電圧Vzと抵抗器39の端子間
電圧Vcとが等しくなるよう発振電圧を制御する。従っ
て、 Vc＝R39（I1−Ic1＋I2−Ic2） ＝Vz ……（18） （14）′〜（17）′を（18）へ代入することにより 従って（14）′〜（17）′，（19）式より を得る。C43＝Cs1,C44＝Cs2となるよう調整すれば
（１），（２）より次式を得る。
可変抵抗器60、抵抗器61はゼロ調整用のものであるが、
以下説明を簡略化するため除外して考える。上述のフイ
ードバック電流Ifは、R35＝R36＋R37＋R38とすると （R37＋R38）If＝R35（I1−Ic1−I2＋Ic2） ……（24） を満足する。また出力電流をI0とすると下式が成立つ。
以下説明を簡略化するため除外して考える。上述のフイ
ードバック電流Ifは、R35＝R36＋R37＋R38とすると （R37＋R38）If＝R35（I1−Ic1−I2＋Ic2） ……（24） を満足する。また出力電流をI0とすると下式が成立つ。
（R37＋R38）（I2−Ic2＋If）＋R62 If＝R69（I0−If）
……（25） （24），（25）より 出力電流I0＝K1（I1−Ic1−I2＋Ic2）＋K2（I2−Ic2）
……（26） を得る。従って、（22），（23），（26）より を得る。可変抵抗器62はスパン調整用のものである。
……（25） （24），（25）より 出力電流I0＝K1（I1−Ic1−I2＋Ic2）＋K2（I2−Ic2）
……（26） を得る。従って、（22），（23），（26）より を得る。可変抵抗器62はスパン調整用のものである。
キャパシタ23は、浮遊容量安定化のためのキャパシタ、
ダイオード70は逆接続防止用ダイオード、抵抗器68は電
流制限抵抗である。
ダイオード70は逆接続防止用ダイオード、抵抗器68は電
流制限抵抗である。
第４図は、第３図において可変容量キャパシタ43,44の
代りに固定容量キャパシタ43,44、可変抵抗器49,50と平
滑用キャパシタ51,52を設けた実施例である。この場
合、前述の（16）′，（17）′式が次のようになる。
代りに固定容量キャパシタ43,44、可変抵抗器49,50と平
滑用キャパシタ51,52を設けた実施例である。この場
合、前述の（16）′，（17）′式が次のようになる。
Ic1＝ｆ（2Vm−V1−Vc−R49Ic1）C43 Ic2＝ｆ（2Vm−V1−Vc−R50Ic2）C44 従って 第５図は、第４図の発振電圧制御回路83〜86と基準電圧
源80〜82の代りにFET80、平滑用キャパシタ81、抵抗器8
2を設けた実施例である。この場合（18）式が次式とな
る。
源80〜82の代りにFET80、平滑用キャパシタ81、抵抗器8
2を設けた実施例である。この場合（18）式が次式とな
る。
Vc＝VDG ……（30） ID＝（I1−Ic1）＋（I2−Ic2） ……（31） IDは（32）式で定まる定電流である。
第８図は発振トランス（巻線）を使用しない実施例であ
る。直線性補正用のキャパシタ43,44、整流手段、即ち
ダイオード13〜16、45〜48は、他の実施例と同一であ
る。
る。直線性補正用のキャパシタ43,44、整流手段、即ち
ダイオード13〜16、45〜48は、他の実施例と同一であ
る。
71〜77と86とでウイーンブリッジ発振回路を構成し、正
弦波電圧を出力する。FET86はVCR（Voltage Controlled
Resistor）である。83〜85は発振電圧制御回路であ
り、OPアンプの入力端子＋・−の電位が等しくなるよう
FET86のゲート電位を制御する。
弦波電圧を出力する。FET86はVCR（Voltage Controlled
Resistor）である。83〜85は発振電圧制御回路であ
り、OPアンプの入力端子＋・−の電位が等しくなるよう
FET86のゲート電位を制御する。
抵抗器35〜37は夫々（I1−Ic1）、（I2−Ic2）、（I1−
Ic1）−（I2−Ic2）の検出抵抗であり、キャパシタ20〜
22は平滑用キャパシタである。OPアンプ90〜92は、セン
サキャパシタC1,C2と直線性補正用キャパシタ43,44に同
一の大きさの交流電圧が加わることを保証する。82は基
準電圧源。
Ic1）−（I2−Ic2）の検出抵抗であり、キャパシタ20〜
22は平滑用キャパシタである。OPアンプ90〜92は、セン
サキャパシタC1,C2と直線性補正用キャパシタ43,44に同
一の大きさの交流電圧が加わることを保証する。82は基
準電圧源。
さて、OPアンプ90の出力電圧がR35（I1−Ic1）、OPアン
プ91の出力電圧が−R36（I2−Ic2）であり、OPアンプ83
の入力端子＋・−の電位が等しいから、 例えば、R38＝R39,R35＝2R36とすれば を得る。93は電圧／電流変換回路である。ちなみに（1
4）′〜（17）′に相当する数式は、この場合 I1＝2fVmC1 I2＝2fVmC2 Ic1＝2fVmCc1 Ic2＝2fVmCc2 である。
プ91の出力電圧が−R36（I2−Ic2）であり、OPアンプ83
の入力端子＋・−の電位が等しいから、 例えば、R38＝R39,R35＝2R36とすれば を得る。93は電圧／電流変換回路である。ちなみに（1
4）′〜（17）′に相当する数式は、この場合 I1＝2fVmC1 I2＝2fVmC2 Ic1＝2fVmCc1 Ic2＝2fVmCc2 である。
〔発明の効果〕 センサ・キャパシタが平行板モデルと見なせない場合の
前記の計算例をもとに本発明の効果を示す。前記（11）
式の代りに（12）式の左辺を演算式とする。但し、Cs1
＝Cs2＝０とし、正圧特性の入力50％点における直線性
と、負圧特性の入力−50％点における直線性とが共に０
％となるようにCc1,Cc2を決めるものとする。
前記の計算例をもとに本発明の効果を示す。前記（11）
式の代りに（12）式の左辺を演算式とする。但し、Cs1
＝Cs2＝０とし、正圧特性の入力50％点における直線性
と、負圧特性の入力−50％点における直線性とが共に０
％となるようにCc1,Cc2を決めるものとする。
このとき第７図の如く測定範囲−100〜＋100％ of Max.
Spanにわたって直線性良好な結果を得る。電極間ギャッ
プのアンバランスが見かけ上、浮遊容量のアンバランス
に等価であることがこの数値例から判るであろう。
Spanにわたって直線性良好な結果を得る。電極間ギャッ
プのアンバランスが見かけ上、浮遊容量のアンバランス
に等価であることがこの数値例から判るであろう。
なお第７図において、圧力差が負の領域で、一点鎖線で
示した特性曲線は、横軸からはかけ離れて左上方に向か
って立ち上がっているが、その曲線自体は直線に近い特
性であるので、これをスパン調整によって全体的に原点
を中心として左回転させて横軸に揃えることは可能であ
ることを付記しておく。
示した特性曲線は、横軸からはかけ離れて左上方に向か
って立ち上がっているが、その曲線自体は直線に近い特
性であるので、これをスパン調整によって全体的に原点
を中心として左回転させて横軸に揃えることは可能であ
ることを付記しておく。
第１図は本発明の動作原理説明図、第２図は従来の変位
変換器の直線性を示す特性図、第３図乃至第５図はそれ
ぞれ本発明の一実施例を示す回路図、第６図はセンサ・
キャパシタに印加される電圧波形図、第７図は本発明に
かかる変位変換器の直線性を示す特性図、第８図は本発
明の他の実施例を示す回路図、である。 符号の説明 101…２つの直線性補正用キャパシタ、102…センサ・キ
ャパシタ、103…整流手段、105…和を一定値に制御する
手段、106…差を検出する手段、107…発振回路
変換器の直線性を示す特性図、第３図乃至第５図はそれ
ぞれ本発明の一実施例を示す回路図、第６図はセンサ・
キャパシタに印加される電圧波形図、第７図は本発明に
かかる変位変換器の直線性を示す特性図、第８図は本発
明の他の実施例を示す回路図、である。 符号の説明 101…２つの直線性補正用キャパシタ、102…センサ・キ
ャパシタ、103…整流手段、105…和を一定値に制御する
手段、106…差を検出する手段、107…発振回路
Claims (2)
- 【請求項１】第１の圧力と第２の圧力の差圧の大きさに
応じた変位量を、第１のセンサ・キャパシタと第２のセ
ンサ・キャパシタによる差動的静電容量の変化として検
出して電流出力の形で出力する変位変換器において、 検出された変位量の前記差圧に対する直線性を補正する
ために設けられた第１及び第２の二つから成る直線性補
正用キャパシタと、発振回路と、該発振回路からの発振
電圧を整流して前記第１及び第２の各センサ・キャパシ
タと第１及び第２の各直線性補正用キャパシタに大きさ
の等しい交流電圧として印加して充電し、次に放電させ
てこれを繰り返す充放電回路と、 前記第１のセンサ・キャパシタに対する充放電電流の整
流値をI1、第２のセンサ・キャパシタに対するそれをI
2、前記第１の直線性補正用キャパシタに対するそれをI
c1、第２の直線性補正用キャパシタに対するそれをIc2
とするとき、（I1−Ic1＝Δ１）なる電流量と（I2−Ic2
＝Δ２）なる電流量をそれぞれ抽出する電流量抽出手段
と、抽出された該電流量Δ１とΔ２の和が一定になるよ
うに前記発振回路の発振電圧又は周波数を制御する発振
回路制御手段と、前記電流量Δ１とΔ２の差を検出して
出力電流として出力する出力手段と、を具備して成るこ
とを特徴とする変位変換器。 - 【請求項２】第１の圧力と第２の圧力の差圧の大きさに
応じた変位量を、第１のセンサ・キャパシタと第２のセ
ンサ・キャパシタによる差動的静電容量の変化として検
出して電流出力の形で出力する変位変換器において、 検出された変位量の前記差圧に対する直線性を補正する
ために設けられた第１及び第２の二つから成る直線性補
正用キャパシタと、発振回路と、該発振回路からの発振
電圧を整流して前記第１及び第２の各センサ・キャパシ
タと第１及び第２の各直線性補正用キャパシタに大きさ
の等しい交流電圧として印加して充電し、次に放電させ
てこれを繰り返す充放電回路と、 前記第１のセンサ・キャパシタに対する充放電電流の整
流値をI1、第２のセンサ・キャパシタに対するそれをI
2、前記第１の直線性補正用キャパシタに対するそれをI
c1、第２の直線性補正用キャパシタに対するそれをIc2
とするとき、（I1−Ic1＝Δ１）なる電流量と（I2−Ic2
＝Δ２）なる電流量をそれぞれ抽出する電流量抽出手段
と、抽出された該電流量Δ１とΔ２の和が一定になるよ
うに制御する定電流制御手段と、前記電流量Δ１とΔ２
の差を検出して出力電流として出力する出力手段と、を
具備して成ることを特徴とする変位変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27312088A JPH0749968B2 (ja) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | 変位変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27312088A JPH0749968B2 (ja) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | 変位変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02120614A JPH02120614A (ja) | 1990-05-08 |
| JPH0749968B2 true JPH0749968B2 (ja) | 1995-05-31 |
Family
ID=17523410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27312088A Expired - Lifetime JPH0749968B2 (ja) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | 変位変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0749968B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3106805B2 (ja) * | 1993-10-14 | 2000-11-06 | 富士電機株式会社 | 圧力差測定方法及び変位変換装置 |
| JP2003021345A (ja) * | 2001-07-06 | 2003-01-24 | Eidai Co Ltd | 温水式床暖房フロア用の温水パイプユニット |
| JP6372288B2 (ja) * | 2014-10-03 | 2018-08-15 | 富士電機株式会社 | 静電容量式圧力測定装置及びその直線性補正方法 |
-
1988
- 1988-10-31 JP JP27312088A patent/JPH0749968B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02120614A (ja) | 1990-05-08 |
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