JPH04117738A - 周波数分割多重装置 - Google Patents
周波数分割多重装置Info
- Publication number
- JPH04117738A JPH04117738A JP23879890A JP23879890A JPH04117738A JP H04117738 A JPH04117738 A JP H04117738A JP 23879890 A JP23879890 A JP 23879890A JP 23879890 A JP23879890 A JP 23879890A JP H04117738 A JPH04117738 A JP H04117738A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency division
- output
- high speed
- sub
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 15
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 12
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 claims description 10
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 abstract 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- ZVQOOHYFBIDMTQ-UHFFFAOYSA-N [methyl(oxido){1-[6-(trifluoromethyl)pyridin-3-yl]ethyl}-lambda(6)-sulfanylidene]cyanamide Chemical compound N#CN=S(C)(=O)C(C)C1=CC=C(C(F)(F)F)N=C1 ZVQOOHYFBIDMTQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、通信の広汎な分野で用いられている周波数分
割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘ；以下ＦＤＭという。）装置に関する。
割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕ
ｌｔｉｐｌｅｘ；以下ＦＤＭという。）装置に関する。
本発明は、トランスマルチプレクサを用いる周波数分割
多重装置において１、 マトリックススイッチを用いて高速フーリエ逆変換手段
の出力を切り換えてサブフィルタに与えることにより、 広帯域の周波数スペクトルをもつ信号の伝送を可能にす
ることができるようにしたものである。
多重装置において１、 マトリックススイッチを用いて高速フーリエ逆変換手段
の出力を切り換えてサブフィルタに与えることにより、 広帯域の周波数スペクトルをもつ信号の伝送を可能にす
ることができるようにしたものである。
ＦＤＭは最も広汎に用いられている信号多重方式である
。従来の信号多重方式の一例を第２図に示す。１はＮ点
逆Ｆ ＥＴ （Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍ）２−０〜２−（Ｎ−１） はサブフィルタ、
３−１〜３− （Ｎ−１）は遅延回路、４は加算回路で
ある。
。従来の信号多重方式の一例を第２図に示す。１はＮ点
逆Ｆ ＥＴ （Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍ）２−０〜２−（Ｎ−１） はサブフィルタ、
３−１〜３− （Ｎ−１）は遅延回路、４は加算回路で
ある。
入力信号 Ｘ（ＺＮｌ ｋ）（ｋ ＝ ０．１、：２．
、、、Ｎ−１）は、 Ｘ（Ｚ’ ｌ ｋ）＝ΣＸｋ（ｎ） ｌ−” （
１）＋ ＋で、Ｚ ＝ ｅ ””
（２）はラプラス変換演算子であり、Ｔは Ｔ ＝ １ ／ ｆ Ｏ（３） すなわちサンプル周期である。従来法では、（１）式に
ＺＮで示すように入力信号は時間ＮＴごとにのみ値を持
ち、他の時刻にはすべて０となる。
、、、Ｎ−１）は、 Ｘ（Ｚ’ ｌ ｋ）＝ΣＸｋ（ｎ） ｌ−” （
１）＋ ＋で、Ｚ ＝ ｅ ””
（２）はラプラス変換演算子であり、Ｔは Ｔ ＝ １ ／ ｆ Ｏ（３） すなわちサンプル周期である。従来法では、（１）式に
ＺＮで示すように入力信号は時間ＮＴごとにのみ値を持
ち、他の時刻にはすべて０となる。
ｋ番目の入力Ｘ（Ｚ’ ｌ ｋ）を周波数位置ｆｋ−ｋ
・△ｆ＝Ｒｏｆ、／Ｎ （４）に送出することに
よりＦＤＭ多重が実行できる。
・△ｆ＝Ｒｏｆ、／Ｎ （４）に送出することに
よりＦＤＭ多重が実行できる。
まず、
基本ＬＰＦ
（Ｚ）
を
Ｇ（Ｚ）＝ｉ
反−〇
ｇ（α）２
とする。基本ＬＰＦ
割により
（Ｚ）
をサブフィルタ分
と表す。
ここで
（ＺＮ）
＝Σ ｇ（βＮ＋ｆ）（ど）−β（７）ｊ−〇
である。今、入力信号Ｘ（Ｚ”ｌｋ）を基本ＬＰＦＧ
（Ｚ）に入力した場合の出力は、 Ｇ（Ｚ） ・Ｘ（ＺＮ ｋ） となる。これを周波数位置ｆｋに持ってくるためには、
式（２）で、ｆをｆ−ｆ、でおきかえればよい。
（Ｚ）に入力した場合の出力は、 Ｇ（Ｚ） ・Ｘ（ＺＮ ｋ） となる。これを周波数位置ｆｋに持ってくるためには、
式（２）で、ｆをｆ−ｆ、でおきかえればよい。
すなわち、
ｚ−１ｅ−ｊ２ｙｃｆｋ丁−Ｚ 、ｅ ”ｊ？
（９）なる変数置き換えを行えばよい。
（９）なる変数置き換えを行えばよい。
（９）式の導入には（４）式の関係を用いた。中心周波
数がＯＨｚの信号Ｗ （Ｚ）を中心周波数ｆｋに移動し
たものをＷ（Ｚ；ｋ）と表すとすれば、上の周波数変換
の結果は、 Ｇ（Ｚ ； ｋ）Ｘ（ＺＮｌ ｋ ； ｋ）となる。こ
こで、ＺＮは上の周波数変換に対しては不変である。Ｆ
ＤＭ信号多重出力Ｙ （Ｚ）はＹ（Ｚ） ＝ΣＧ（Ｚ； ｋ）Ｘ（Ｚ” ｋ ； ｋ） 和の順序を変えると、 Ｙ（Ｚ）＝ ｉＺ−１Ｇｌ（Ｚ勺ΣｅＪＴｋ１ ｔ、ｏ ＆−（１Ｘ（Ｚ’ ｋ） （社） となり、第２図に示す構成となる。これはいわゆるトラ
ンスマルチプレクサ信号多重回路である。
数がＯＨｚの信号Ｗ （Ｚ）を中心周波数ｆｋに移動し
たものをＷ（Ｚ；ｋ）と表すとすれば、上の周波数変換
の結果は、 Ｇ（Ｚ ； ｋ）Ｘ（ＺＮｌ ｋ ； ｋ）となる。こ
こで、ＺＮは上の周波数変換に対しては不変である。Ｆ
ＤＭ信号多重出力Ｙ （Ｚ）はＹ（Ｚ） ＝ΣＧ（Ｚ； ｋ）Ｘ（Ｚ” ｋ ； ｋ） 和の順序を変えると、 Ｙ（Ｚ）＝ ｉＺ−１Ｇｌ（Ｚ勺ΣｅＪＴｋ１ ｔ、ｏ ＆−（１Ｘ（Ｚ’ ｋ） （社） となり、第２図に示す構成となる。これはいわゆるトラ
ンスマルチプレクサ信号多重回路である。
トランスマルチプレクサは、少ない計算量で多数の信号
のＦＤＭ多重が正確に行えるので、通信網に広汎に用い
られている。
のＦＤＭ多重が正確に行えるので、通信網に広汎に用い
られている。
トランスマルチプレクサは信号多重のための演算量が小
さい特長があるが、その代わり、式（１）に見られるよ
うに原信号の標本化速度はＦＤＭ多重信号Ｙ （Ｚ）の
標本化速度ｆ０の１／Ｎという制約が課せられている。
さい特長があるが、その代わり、式（１）に見られるよ
うに原信号の標本化速度はＦＤＭ多重信号Ｙ （Ｚ）の
標本化速度ｆ０の１／Ｎという制約が課せられている。
そのために標本化定理により原信号の周波数帯域幅は、
（−Δｆ／２、Δｆ／２）の区間に限られる（Δｆ＝ｆ
ｏ／Ｎ）。ＦＤＭ信号多重回路をフィルタバンクとして
考えると、その周波数特性は第３図（Ａ）に示すものと
なる。各チャネルフィルタの帯域幅がΔｆに制限される
ために、例えばΔｆで完全に平坦な周波数特性を有する
ものは実現できない。そのために送信可能な信号の帯域
幅は、あらかじめΔｆ以下に制限されている。例えば公
衆通信網に広く用いられているトランスマルチプレクサ
では、Δｆ＝４ＫＨｚであり、このために電話網を通じ
て４ＫＨｚよりも広帯域の周波数スペクトルを有する信
号の伝送は不可能になっている。
（−Δｆ／２、Δｆ／２）の区間に限られる（Δｆ＝ｆ
ｏ／Ｎ）。ＦＤＭ信号多重回路をフィルタバンクとして
考えると、その周波数特性は第３図（Ａ）に示すものと
なる。各チャネルフィルタの帯域幅がΔｆに制限される
ために、例えばΔｆで完全に平坦な周波数特性を有する
ものは実現できない。そのために送信可能な信号の帯域
幅は、あらかじめΔｆ以下に制限されている。例えば公
衆通信網に広く用いられているトランスマルチプレクサ
では、Δｆ＝４ＫＨｚであり、このために電話網を通じ
て４ＫＨｚよりも広帯域の周波数スペクトルを有する信
号の伝送は不可能になっている。
本発明は、このような従来法の欠点を克服し、チャネル
周波数間隔△ｆのフィルタバンクでかつ△ｆよりも広帯
域の信号をも伝送し得る周波数分割多重装置を実現する
ことを目的とする。
周波数間隔△ｆのフィルタバンクでかつ△ｆよりも広帯
域の信号をも伝送し得る周波数分割多重装置を実現する
ことを目的とする。
本発明は、Ｎ個の入力信号系列を入力する高速フーリエ
逆変換手段と、Ｎサンプル単位でフィルタ演算を行うＮ
個のサブフィルタと、このサブフィルタのそれぞれを所
定のサンプル数遅延させる遅延回路網と、この遅延回路
網の出力の総和を算出して、周波数分割多重信号を生成
する加算回路とを備えた周波数分割多重装置において、
上記高速フーリエ逆変換手段の出力を受けてＮ個の信号
を出力するマ） ＩＪフックススイッチを備え、上記サ
ブフィルタの第ｊ番目を、上記高速フーリエ逆変換手段
の入力信号がサンプリングタイミングをＮで区切った場
合の第１番目のタイミングである場合に、上記マトリッ
クス・スイッチのＮを法とする第（］＋ｉ）番目の出力
に対応して設けられたことを特徴とする。ここで、入力
信号系列はサンプル周波数ｆｏで標本化された信号系列
であることが望まれる。また、上記所定のサンプル数が
１個であることが望まれる。
逆変換手段と、Ｎサンプル単位でフィルタ演算を行うＮ
個のサブフィルタと、このサブフィルタのそれぞれを所
定のサンプル数遅延させる遅延回路網と、この遅延回路
網の出力の総和を算出して、周波数分割多重信号を生成
する加算回路とを備えた周波数分割多重装置において、
上記高速フーリエ逆変換手段の出力を受けてＮ個の信号
を出力するマ） ＩＪフックススイッチを備え、上記サ
ブフィルタの第ｊ番目を、上記高速フーリエ逆変換手段
の入力信号がサンプリングタイミングをＮで区切った場
合の第１番目のタイミングである場合に、上記マトリッ
クス・スイッチのＮを法とする第（］＋ｉ）番目の出力
に対応して設けられたことを特徴とする。ここで、入力
信号系列はサンプル周波数ｆｏで標本化された信号系列
であることが望まれる。また、上記所定のサンプル数が
１個であることが望まれる。
原信号のサンプリング周波数が高速でも従来例と同様の
回路構成で信号の多重化を行える式が誘導されるが、第
１番目のサブ系列については、高速フーリエ逆変換手段
の出力を１＋ ］ （ｍ ｏ ｄ Ｎ ）番目から取
り出してサブフィルタに入力することが要求される。本
発明では、マトリックススイッチを用いてこれを実現し
ている。これにより、高速データ伝送が行える。
回路構成で信号の多重化を行える式が誘導されるが、第
１番目のサブ系列については、高速フーリエ逆変換手段
の出力を１＋ ］ （ｍ ｏ ｄ Ｎ ）番目から取
り出してサブフィルタに入力することが要求される。本
発明では、マトリックススイッチを用いてこれを実現し
ている。これにより、高速データ伝送が行える。
以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。本発
明による信号多重回路の構成を第１図に示す。ここで、
５はマトリクス・スイッチである。
明による信号多重回路の構成を第１図に示す。ここで、
５はマトリクス・スイッチである。
この実施例は、第１図に示すように、Ｎ個の入力信号系
列を入力する高速フーリエ逆変換手段１と、Ｎサンプル
単位でフィルタ演算を行うＮ個のサブフィルタ２と、こ
のサブフィルタ２のそれぞれを所定のサンプル数遅延さ
せる遅延回路網３と、この遅延回路網３の出力の総和を
算出して、周波数分割多重信号を生成する加算回路４と
を備え、さらに、本発明の特徴とする手段として、高速
フーリエ逆変換手段１の出力を受けてＮ個の信号を出力
するマトリックス・スイッチ５を備え、サブフィルタ２
の第１番目を、高速フーリエ逆変換手段ｌの入力信号が
サンプリングタイミングをＮで区切った場合の第１番目
のタイミングである場合に、マトリックス・スイッチ５
ＯＮを法とする第（１＋ｉ）番目の出力に対応して設け
らる。また、入力信号系列はサンプル周波数ｆ、で標本
化された信号系列でり、上記所定のサンプル数が１個で
ある。
列を入力する高速フーリエ逆変換手段１と、Ｎサンプル
単位でフィルタ演算を行うＮ個のサブフィルタ２と、こ
のサブフィルタ２のそれぞれを所定のサンプル数遅延さ
せる遅延回路網３と、この遅延回路網３の出力の総和を
算出して、周波数分割多重信号を生成する加算回路４と
を備え、さらに、本発明の特徴とする手段として、高速
フーリエ逆変換手段１の出力を受けてＮ個の信号を出力
するマトリックス・スイッチ５を備え、サブフィルタ２
の第１番目を、高速フーリエ逆変換手段ｌの入力信号が
サンプリングタイミングをＮで区切った場合の第１番目
のタイミングである場合に、マトリックス・スイッチ５
ＯＮを法とする第（１＋ｉ）番目の出力に対応して設け
らる。また、入力信号系列はサンプル周波数ｆ、で標本
化された信号系列でり、上記所定のサンプル数が１個で
ある。
次に、この実施例の動作を説明する。本発明はまず原信
号Ｘｋ （Ｚ）が従来法と異なりＸ（Ｚ ｌ ｋ＞＝Σ
ｘｍ（ｎ） Ｚ−Ｑ２１（ｋ＝ｏ、■、２、 、Ｎ−１
） となるものを扱う。すなわち、原信号のサンプリング周
波数も高速なサンプリング周波数ｆ０である。上の信号
系列をサブ系列分割する。すなわち、ただし、 Ｘ＋ （Ｚ’ ｌ ｋ）−Σｘ１．（ｍＮ＋１）Ｚ−”
α滲（ｉ＝０．１．２、 、ＮＮ−１ ）ＦＤ信号多重のためにまずＸ （Ｚ ｌ ｋ）を周波
数ｆｋに移動する。そのために式（９）の変数変換を行
い、 Ｘ （Ｚ ｌ ｋ ；ｋ ） ＝ ” ’ｅ ’Ｆ ’
Ｚ −’ Ｘ ｉ （Ｚ ’ ｌ ｋ ）α９１＋０ を得る。同じく基本フィルタをＯＨｚから周波数ｆｋに
移動したものは、 で与えられる。ＦＤＭ信号多重信号Ｙ （Ｚ）は、Ｇ（
Ｚ；ｋ） ・Ｘ（Ｚｌｋ；ｋ）をｋについて総和した
ものであり、 弐〇’ｌ）を従来法の弐〇Ｄと比較すると、同種の回路
構成で信号多重を行うことができることが分かる。
号Ｘｋ （Ｚ）が従来法と異なりＸ（Ｚ ｌ ｋ＞＝Σ
ｘｍ（ｎ） Ｚ−Ｑ２１（ｋ＝ｏ、■、２、 、Ｎ−１
） となるものを扱う。すなわち、原信号のサンプリング周
波数も高速なサンプリング周波数ｆ０である。上の信号
系列をサブ系列分割する。すなわち、ただし、 Ｘ＋ （Ｚ’ ｌ ｋ）−Σｘ１．（ｍＮ＋１）Ｚ−”
α滲（ｉ＝０．１．２、 、ＮＮ−１ ）ＦＤ信号多重のためにまずＸ （Ｚ ｌ ｋ）を周波
数ｆｋに移動する。そのために式（９）の変数変換を行
い、 Ｘ （Ｚ ｌ ｋ ；ｋ ） ＝ ” ’ｅ ’Ｆ ’
Ｚ −’ Ｘ ｉ （Ｚ ’ ｌ ｋ ）α９１＋０ を得る。同じく基本フィルタをＯＨｚから周波数ｆｋに
移動したものは、 で与えられる。ＦＤＭ信号多重信号Ｙ （Ｚ）は、Ｇ（
Ｚ；ｋ） ・Ｘ（Ｚｌｋ；ｋ）をｋについて総和した
ものであり、 弐〇’ｌ）を従来法の弐〇Ｄと比較すると、同種の回路
構成で信号多重を行うことができることが分かる。
すなわち、第１図に示すように、第１番目のサブ系列に
ついては、ＩＦＦＴの出力をｉ＋ｆ（ｍｏｄＮ）番目か
らとり出してサブフィルタＧ、（Ｚ’ ）に入力してや
る必要がある。一般にはｉは、０．１．２、 、Ｎ−１
なる値があるのでマトリクススイッチ５を用いて行うこ
とができる。本発明は従来法を特殊な場合（１＝０に対
してのみ値があり、他はすべて０）として含むトランス
マルチプレクサの自然な拡張となっている。実用的には
、原信号の標本化速度を２倍い＝０、Ｎ／２）にするだ
けで、Δｆ内で完全に平坦な周波数特性のフィルタバン
クの構成が可能になる。その様子を第３図に示す。（Ａ
）は従来法、（Ｂ）は本発明の２倍サンプリングの場合
（式０′りで１＝０、Ｎ／２０み有限な値があり、他は
０）、（Ｃ）は４倍サンプリング（］＝０、Ｎ／４、Ｎ
／２．３Ｎ／４）の場合を示す。（Ｃ）には分かり易い
ように各チャネルフィルタの振幅特性を違えて示してい
るが、実際にはすべて同じ振幅特性を有している。
ついては、ＩＦＦＴの出力をｉ＋ｆ（ｍｏｄＮ）番目か
らとり出してサブフィルタＧ、（Ｚ’ ）に入力してや
る必要がある。一般にはｉは、０．１．２、 、Ｎ−１
なる値があるのでマトリクススイッチ５を用いて行うこ
とができる。本発明は従来法を特殊な場合（１＝０に対
してのみ値があり、他はすべて０）として含むトランス
マルチプレクサの自然な拡張となっている。実用的には
、原信号の標本化速度を２倍い＝０、Ｎ／２）にするだ
けで、Δｆ内で完全に平坦な周波数特性のフィルタバン
クの構成が可能になる。その様子を第３図に示す。（Ａ
）は従来法、（Ｂ）は本発明の２倍サンプリングの場合
（式０′りで１＝０、Ｎ／２０み有限な値があり、他は
０）、（Ｃ）は４倍サンプリング（］＝０、Ｎ／４、Ｎ
／２．３Ｎ／４）の場合を示す。（Ｃ）には分かり易い
ように各チャネルフィルタの振幅特性を違えて示してい
るが、実際にはすべて同じ振幅特性を有している。
応用例として、従来の△ｆ＝４ＫＨｚのＦＤＭシステム
の性能を拡張する設計例を示す。従来は、この帯域制限
のたｔに２．４Ｋｂ／ｓ以上のデータ伝送は困難であっ
た。そのために多値変調等の複雑な技術を用いて９．６
Ｋｂ／ｓ等の変調速度を実現していた。本発明によれば
、従来の４倍の演算速度とするだけで、自動的に従来の
４倍の帯域の信号を通すことができる。すなわち、最も
単純なりＰＳＫ等の変調法により容易に９．６Ｋｂ／ｓ
の信号伝送が可能であり、多値変調方式を用いれば、３
８，４Ｋｂ／ｓの伝送も可能になる。
の性能を拡張する設計例を示す。従来は、この帯域制限
のたｔに２．４Ｋｂ／ｓ以上のデータ伝送は困難であっ
た。そのために多値変調等の複雑な技術を用いて９．６
Ｋｂ／ｓ等の変調速度を実現していた。本発明によれば
、従来の４倍の演算速度とするだけで、自動的に従来の
４倍の帯域の信号を通すことができる。すなわち、最も
単純なりＰＳＫ等の変調法により容易に９．６Ｋｂ／ｓ
の信号伝送が可能であり、多値変調方式を用いれば、３
８，４Ｋｂ／ｓの伝送も可能になる。
本発明は、以上説明したように、
■ 従来と同じチャネル間隔で従来の２．４．８倍の帯
域幅のチャネルフィルタバンクを容易に実現できる効果
と、 ■ ＦＤＭ通信網の帯域幅を拡大し、従来の２．４．８
倍等の高速データ伝送を可能にする効果と、■ チャネ
ル周波数間隔は従来と同じであるので従来のシステムと
互換性のある自然なンステムの拡張を可能にする効果と
がある。
域幅のチャネルフィルタバンクを容易に実現できる効果
と、 ■ ＦＤＭ通信網の帯域幅を拡大し、従来の２．４．８
倍等の高速データ伝送を可能にする効果と、■ チャネ
ル周波数間隔は従来と同じであるので従来のシステムと
互換性のある自然なンステムの拡張を可能にする効果と
がある。
第１図は本発明実施例の構成を示すブロック構成図。
第２図は従来例の構成を示すブロック構成図。
第３図は信号多重フィルタバンクの周波数特性を示す図
。 １・・・高速フーリエ逆変換手段、２・・・サブフィル
タ、３・・・遅延回路網、４〜・・加算回路、５・・・
マトリックス・スイッチ。
。 １・・・高速フーリエ逆変換手段、２・・・サブフィル
タ、３・・・遅延回路網、４〜・・加算回路、５・・・
マトリックス・スイッチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、Ｎ個の入力信号系列を入力する高速フーリエ逆変換
手段と、Ｎサンプル単位でフィルタ演算を行うＮ個のサ
ブフィルタと、このサブフィルタのそれぞれを所定のサ
ンプル数遅延させる遅延回路網と、この遅延回路網の出
力の総和を算出して、周波数分割多重信号を生成する加
算回路とを備えた周波数分割多重装置において、 上記高速フーリエ逆変換手段の出力を受けてＮ個の信号
を出力するマトリックス・スイッチを備え、 上記サブフィルタの第１番目を、上記高速フーリエ逆変
換手段の入力信号がサンプリングタイミングをＮで区切
った場合の第ｉ番目のタイミングである場合に、上記マ
トリックス・スイッチのＮを法とする第（１＋ｉ）番目
の出力に対応して設けられた ことを特徴とする周波数分割多重装置。 ２、入力信号系列はサンプル周波数ｆ＿０で標本化され
た信号系列である請求項１記載の周波数分割多重装置。 ３、上記所定のサンプル数が１個である請求項１記載の
周波数分割多重装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2238798A JP2616187B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 周波数分割多重装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2238798A JP2616187B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 周波数分割多重装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04117738A true JPH04117738A (ja) | 1992-04-17 |
| JP2616187B2 JP2616187B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=17035448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2238798A Expired - Lifetime JP2616187B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 周波数分割多重装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2616187B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0668666A3 (en) * | 1994-02-22 | 1995-12-06 | Space Engineering Spa | Channel switch operating in the frequency domain, suitable for everything, particularly for applications with satellite. |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63200635A (ja) * | 1987-02-17 | 1988-08-18 | Nec Corp | トランスマルチプレクサ |
-
1990
- 1990-09-06 JP JP2238798A patent/JP2616187B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63200635A (ja) * | 1987-02-17 | 1988-08-18 | Nec Corp | トランスマルチプレクサ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0668666A3 (en) * | 1994-02-22 | 1995-12-06 | Space Engineering Spa | Channel switch operating in the frequency domain, suitable for everything, particularly for applications with satellite. |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2616187B2 (ja) | 1997-06-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3678204A (en) | Signal processing and transmission by means of walsh functions | |
| KR910004405B1 (ko) | 비밀 통화장치 | |
| US3573380A (en) | Single-sideband modulation system | |
| JPS5821454B2 (ja) | Ｆｄｍ復調装置 | |
| CN109525256A (zh) | 一种基于fpga的窄过渡带滤波器组的信道化发射结构 | |
| Schmalenstroeer et al. | Efficient sampling rate offset compensation-an overlap-save based approach | |
| JP2010507965A (ja) | 無線周波数増幅器のスイッチ変調 | |
| Duttweiler et al. | Analysis of digitally generated sinusoids with application to A/D and D/A converter testing | |
| JP2616187B2 (ja) | 周波数分割多重装置 | |
| JP3376454B2 (ja) | 信号分析装置 | |
| JP2605467B2 (ja) | 周波数分割多重信号分離回路 | |
| JPS63200635A (ja) | トランスマルチプレクサ | |
| Morgen et al. | Time compression multiplexing for loop transmission of speech signals | |
| JP2658508B2 (ja) | 信号多重回路及び信号分離回路 | |
| EP0441828A1 (en) | Method for converting and method for processing electronic multiplex signals, and apparatus for processing such signals | |
| KR102639920B1 (ko) | 샘플 시간 불일치 보정 처리 장치, 이 장치를 적용한 시간 인터리브드 아날로그 디지털 변환기 및 아날로그 디지털 변환 방법 | |
| JPH1175273A (ja) | サンプリング値からの信号を集約するための方法および装置 | |
| JPH0481139A (ja) | 音声秘話装置 | |
| Turcza | A new TMUX for xDSL based on linear phase modulated filter banks | |
| JPS6154296B2 (ja) | ||
| JPS6346620B2 (ja) | ||
| Vishwakarma et al. | Transmultiplexer filter bank systems: a research overview | |
| Wittman et al. | A hardware multitone digital frequency synthesizer | |
| DE102005019460B4 (de) | Verfahren zur Kompensation von Abtastzeitpunktversätzen bei der DMT-Signalübertragung | |
| JPS6326575B2 (ja) |