JPS63200635A - トランスマルチプレクサ - Google Patents
トランスマルチプレクサInfo
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- JPS63200635A JPS63200635A JP3255787A JP3255787A JPS63200635A JP S63200635 A JPS63200635 A JP S63200635A JP 3255787 A JP3255787 A JP 3255787A JP 3255787 A JP3255787 A JP 3255787A JP S63200635 A JPS63200635 A JP S63200635A
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- JP
- Japan
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- frequency
- filter
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- Granted
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000009466 transformation Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は通信網に於て広汎に用いられるディジタルトラ
ンスマルチプレクサ（以後、 ＴＭＵＸと略記する）に
関する。
ンスマルチプレクサ（以後、 ＴＭＵＸと略記する）に
関する。
ＴＭＵＸは通信網に於てＦＤＭ ／ ＴＤＭ変換に広汎
に用いられている。
に用いられている。
従来のＴＭＵＸの構成を第５図に示す。１はローカル発
振器、２はπ／２移送器、３，４はミキサ。
振器、２はπ／２移送器、３，４はミキサ。
５，６はＬＰＦ 、 ７ 、８はＡ／Ｄ変換器、９は多
重化クロック発振器（周波数ＮΔｆ）、１０はＮ分周器
、１１はスイッチ回路、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、
１３−１〜１３−Ｎはディジタルサブフィルタ。
重化クロック発振器（周波数ＮΔｆ）、１０はＮ分周器
、１１はスイッチ回路、１２−１〜１２−Ｎは遅延器、
１３−１〜１３−Ｎはディジタルサブフィルタ。
１４はＮ点ＦＦＴである。
Ｔ■■の動作原理図を第６図に示す。３１はωに々る周
波数に同調したＢＰＦであシ、３２は乗算器。
波数に同調したＢＰＦであシ、３２は乗算器。
３３はキャリヤ位相発生器、３４はＮ分周器、３５はサ
ンシラである。
ンシラである。
第７図（ａ） 、 （ｂ）はＦＩＲ型ディジタルフィル
タの基本図と、サブフィルタへの分割構成を示す。４１
はシフトレジスタ、 ４２−１．４２−２．・・・４２
−Ｌは各々係数り、） 、ｈｌ ＋”・ｈＬ １の重み
回路、４３．４４は加算器である。
タの基本図と、サブフィルタへの分割構成を示す。４１
はシフトレジスタ、 ４２−１．４２−２．・・・４２
−Ｌは各々係数り、） 、ｈｌ ＋”・ｈＬ １の重み
回路、４３．４４は加算器である。
第８図はＮ＝４．Ｌ＝２４の時のディジタルフィルタ及
びサブフィルタのインパルス応答の関係を示すＯ 以上の図面第５図〜第８図を参照してＴＭＵＸの原理を
説明する。基本ＬＰＦの特性を第７図（、）に従って。
びサブフィルタのインパルス応答の関係を示すＯ 以上の図面第５図〜第８図を参照してＴＭＵＸの原理を
説明する。基本ＬＰＦの特性を第７図（、）に従って。
とするとそのＮ個のサブフィルタ分割は。
となる。但し。
ｔ＝。
ｚ＝８ｊｏｆｒ＝８ｊω／（ＮΔｆ） （４
）である。Δｆはチャネル周波数間隔であり。
）である。Δｆはチャネル周波数間隔であり。
は多重化クロックの周期である。（１）又は（２）式の
周波数特性を持ち。
周波数特性を持ち。
ωに＝にΔω＝ｋ（２πΔｆ ） （６）
（ｋ＝ｏ、±１．±２．・・・、±百−１）を中心周波
数とするディジタルＢＰＦの伝達関数は。
（ｋ＝ｏ、±１．±２．・・・、±百−１）を中心周波
数とするディジタルＢＰＦの伝達関数は。
、２πｋ
ｚ → ｅｊ（ω−ωｋ）Ｔ＝６ ３ 、
−ｚ （７）なる変数変換により。
−ｚ （７）なる変数変換により。
となる。
他方、第５図のφ変換器７．８の出力を。
Ｒ（ｚ） ＝ΣｒｎＺ ” （９）
とする。但し、γ は実部及び虚部信号の対よシ成る複
素系列である。
とする。但し、γ は実部及び虚部信号の対よシ成る複
素系列である。
受信信号もフィルタと同様にサブ信号分割すると。
と表わせる。但し。
Ｒ１（ＺＮ）＝ΣγｎＮ十ｔ （ＺＮ）”
αやである。
αやである。
そこで、入力信号Ｒ（ｚ）をＢＰＦ Ｈ（ｚ；ｋ）に通
した出力は。
した出力は。
で表わせる。
ここで、 ＢＰＦ ｋの出力をωに→０ （ｒａｄ／ｓ
ｅｅ ）に周波数変換する為には。
ｅｅ ）に周波数変換する為には。
ｚ ヨ６ｊ（ω＋ωｋ）Ｔ＝ｅｊ？に−ｚ （１１
なる変数変換により。
なる変数変換により。
、２π
Ｈ（ｚ；ｋ）Ｒ（ｚ） ｌ ｚ−＋ｚｅｊ Ｎ ｋと々
る。但し、Ｈα＝０（α〈０．α＞Ｎ）である。弐α→
のｚｎの項は、ＮＴ＝１／Δｆなる信号系列の間をＴな
る周期で内挿する事を意味する。即ちＨｎ−４（ＺＮ）
・Ｒｔ（ｚＮ）ノタイミンクを０ 、 Ｎ 、 ２ Ｎ
、−・・とすればｚｎによる内挿出力タイミングは第
９図のようになる。
る。但し、Ｈα＝０（α〈０．α＞Ｎ）である。弐α→
のｚｎの項は、ＮＴ＝１／Δｆなる信号系列の間をＴな
る周期で内挿する事を意味する。即ちＨｎ−４（ＺＮ）
・Ｒｔ（ｚＮ）ノタイミンクを０ 、 Ｎ 、 ２ Ｎ
、−・・とすればｚｎによる内挿出力タイミングは第
９図のようになる。
従来のＴＭＵＸは第９図に於てｎ＝Ｎ−１のみを選ぶ方
式であった。即ち、Δｆなるチャネルクロック周波数で
上記ＢＰＦ−周波数変換出力をサンプリングするもので
あった。ｎ＝Ｎ−１のみを選ぶ事によりＴＭＵＸ出力は
。
式であった。即ち、Δｆなるチャネルクロック周波数で
上記ＢＰＦ−周波数変換出力をサンプリングするもので
あった。ｎ＝Ｎ−１のみを選ぶ事によりＴＭＵＸ出力は
。
とたり、このだめの回路構成は第５図に示すものとなる
。
。
ＴＭＵＸは全チャネルに共通でディジタル回路により正
確な周波数特性を有するフィルタ群を実現できるという
すぐれた長所がある。
確な周波数特性を有するフィルタ群を実現できるという
すぐれた長所がある。
〔発明が解決しようとする問題点〕
ところが上述の従来方式は９本質的にΔｆなるチャネル
間隔周波数でサンプルされた信号系列として出力信号が
得られる。このため、Δｆよシも広い周波数帯域を有す
るフィルタ特性を実現する事はできない。
間隔周波数でサンプルされた信号系列として出力信号が
得られる。このため、Δｆよシも広い周波数帯域を有す
るフィルタ特性を実現する事はできない。
ちなみに、第４図（、）にフィルタの基本周波数特性を
、（ｂ）に入力に広帯域信号が入った場合のＴＭＬＪＸ
の出力信号の周波数特性を示す。図中、実線で示□すよ
うに基本フィルタの帯域幅がΔｆ内に限られる場合には
、第４図（ｂ）に示すように、正しく周波数スペクトル
が出力される。しかし、破線で示すように、Δｆよりも
広い周波数特性のフィルタを用いると出力信号は、折り
返しのためにスにクトルに重なりを生じ、正しく信号を
分離する事ができない。このため、帯域内で平坦なフィ
ルタ特性を実現する事は不可能であるばかシでなく、帯
域内でできる限り平坦なフィルタ特性を実現しようとす
ると、急峻な周波数特性をもつフィルタを設計する必要
が生じ２回路規模が大きくなる。
、（ｂ）に入力に広帯域信号が入った場合のＴＭＬＪＸ
の出力信号の周波数特性を示す。図中、実線で示□すよ
うに基本フィルタの帯域幅がΔｆ内に限られる場合には
、第４図（ｂ）に示すように、正しく周波数スペクトル
が出力される。しかし、破線で示すように、Δｆよりも
広い周波数特性のフィルタを用いると出力信号は、折り
返しのためにスにクトルに重なりを生じ、正しく信号を
分離する事ができない。このため、帯域内で平坦なフィ
ルタ特性を実現する事は不可能であるばかシでなく、帯
域内でできる限り平坦なフィルタ特性を実現しようとす
ると、急峻な周波数特性をもつフィルタを設計する必要
が生じ２回路規模が大きくなる。
本発明は上述の従来のＴ■■の欠点を克服し２周波数特
性がΔｆに限られる事なくしかも平坦なＴＭＵＸを提供
しようとするものである。
性がΔｆに限られる事なくしかも平坦なＴＭＵＸを提供
しようとするものである。
本発明によるトランスマルチゾレクサは２周波数間隔Δ
ｆでＦＤＭ多重されたＮチャネルの入力ＩＦ倍信号ベー
スバンド帯の複素信号に周波数変換する２個のミキサと
、該２個のミキサの出力を標本化しディジタル数値信号
に変換して出力する２個のＡ／Ｄ変換器と、該２個のＡ
／Ｄ変換器に供給されるＮΔｆの多重化クロックを分周
してＮ分周のチャネルクロック及びＮ ／ ｍ分周の内
挿クロックを発生する分周回路と、前記２個のＡ／Ｄ変
換器出力を受けて前記多重化クロック及びチャネルクロ
ックによるタイミングにもとづいてＮサンプル毎に入力
時系列をＮ個の別個の出力に分離出力する時／空間分割
変換スイッチと、該時／空間分割変換スイッチの出力に
接続されて対応する信号の到来順序に比例した遅延を加
えることにより、タイミングの一致した速度ΔｆのＮ個
の複素ベースバンド信号を発生゛する遅延回路と、該遅
延回路に接続され前記チャネルクロック及び内挿クロッ
クによるタイミングにもとづいて所定のフィルタリング
を行うと共に、前記内挿クロックのサンプル速度でフィ
ルタ出力を発生するＮ個の内挿形ディジタルサブフィル
タと、該Ｎ個のディジタルサブフィルタの出力を受けて
前記内挿クロックの速度で高速フーリエ変換を行うＮ点
ＦＴＴ回路とを有する。
ｆでＦＤＭ多重されたＮチャネルの入力ＩＦ倍信号ベー
スバンド帯の複素信号に周波数変換する２個のミキサと
、該２個のミキサの出力を標本化しディジタル数値信号
に変換して出力する２個のＡ／Ｄ変換器と、該２個のＡ
／Ｄ変換器に供給されるＮΔｆの多重化クロックを分周
してＮ分周のチャネルクロック及びＮ ／ ｍ分周の内
挿クロックを発生する分周回路と、前記２個のＡ／Ｄ変
換器出力を受けて前記多重化クロック及びチャネルクロ
ックによるタイミングにもとづいてＮサンプル毎に入力
時系列をＮ個の別個の出力に分離出力する時／空間分割
変換スイッチと、該時／空間分割変換スイッチの出力に
接続されて対応する信号の到来順序に比例した遅延を加
えることにより、タイミングの一致した速度ΔｆのＮ個
の複素ベースバンド信号を発生゛する遅延回路と、該遅
延回路に接続され前記チャネルクロック及び内挿クロッ
クによるタイミングにもとづいて所定のフィルタリング
を行うと共に、前記内挿クロックのサンプル速度でフィ
ルタ出力を発生するＮ個の内挿形ディジタルサブフィル
タと、該Ｎ個のディジタルサブフィルタの出力を受けて
前記内挿クロックの速度で高速フーリエ変換を行うＮ点
ＦＴＴ回路とを有する。
本発明のＴＭＵＸを第１図に示す。第５図と同じ部分に
は同番号を付し説明は省略する。１５はＮ／ｍ分周器、
１６はｍ分周器である。以下、主としてｍ ＝ ２の場
合について説明する。１７−１〜１７−Ｎは本発明に用
いる内挿型ディジタルサブフィルタである。
は同番号を付し説明は省略する。１５はＮ／ｍ分周器、
１６はｍ分周器である。以下、主としてｍ ＝ ２の場
合について説明する。１７−１〜１７−Ｎは本発明に用
いる内挿型ディジタルサブフィルタである。
第２図は１本発明の内挿型ディジタルサブフィルタＨＮ
１’−ｎ（ＺＮ）の構成を示す。第２図（ａ）はｏ＜、
ｔ４−Ｉの場合、第２図（ｂ）は２ りｔ （Ｎ ｉ
の場合について示している。２１，２２．２３はディジ
タルサブフィルタ、２４はＮ／２サンプル進み器、２５
はＮ／２サンプル遅れ器、２６は加算器である。
１’−ｎ（ＺＮ）の構成を示す。第２図（ａ）はｏ＜、
ｔ４−Ｉの場合、第２図（ｂ）は２ りｔ （Ｎ ｉ
の場合について示している。２１，２２．２３はディジ
タルサブフィルタ、２４はＮ／２サンプル進み器、２５
はＮ／２サンプル遅れ器、２６は加算器である。
第３図は本発明に用いる内挿型ディジタルサブフィルタ
の入出力タイミング関係を示す。
の入出力タイミング関係を示す。
第４図（ｃ） 、 （ｄ）は本発明によるＴ■■の基本
フィルタ特性と、実際のフィルタ特性の関係を示す。
フィルタ特性と、実際のフィルタ特性の関係を示す。
本発明の本質は、弐α→の基本ＢＰＦ−周波数変換出力
に於て、Δｆではなくその整数倍、即ちｍ・Δｆなる周
波数でサンプリングを行う事である。例えば９ｍ−２の
場合には弐α→に於けるｎ＝Ｎ−１のみでな（、ｎ−Ｎ
／２−１ 、３Ｎ／２−１ なる項目をも選択して出
力する事である。即ち２本発明のＴＭＵＸは出力信号と
して。
に於て、Δｆではなくその整数倍、即ちｍ・Δｆなる周
波数でサンプリングを行う事である。例えば９ｍ−２の
場合には弐α→に於けるｎ＝Ｎ−１のみでな（、ｎ−Ｎ
／２−１ 、３Ｎ／２−１ なる項目をも選択して出
力する事である。即ち２本発明のＴＭＵＸは出力信号と
して。
以下余日
を得るものである。上式は更に。
と書き表す事ができる。
但し。
＋ＨＮ−１−ｚ（ＺＮ）
である。即ち２本発明の内挿型ディジタルサブフィルタ
は、第２図に示す様に２個のディジタルサブフィルタを
用い、一方を（Ｎ／２）Ｔだけ時間をずらして出力した
ものであり、第３図に示すように、入力信号速度の２倍
の速度でフィルタ結果を内挿出力するものである。
は、第２図に示す様に２個のディジタルサブフィルタを
用い、一方を（Ｎ／２）Ｔだけ時間をずらして出力した
ものであり、第３図に示すように、入力信号速度の２倍
の速度でフィルタ結果を内挿出力するものである。
同様にしてｍ ＝ ４の場合は、４個のディジタルサブ
フィルタを組み合わせて入力サンプル１つにつき４内挿
出力を出力する。普通はｍ ＝ ２で充分である。
フィルタを組み合わせて入力サンプル１つにつき４内挿
出力を出力する。普通はｍ ＝ ２で充分である。
本発明のＴＭＵＸのフィルタ特性を第４図（ｃ） 、
（ｄ）に示す。第４図（ｄ）より分るように本発明のＴ
Ｍ′ＵＸは出力信号のサンプル周波数が２Δｆであるた
め（ｍ＝２）周波数帯域が２Δｆを越えなければ、Δｆ
よりも広い周波数特性を有する基本フィルタに基くＴＭ
ＵＸを実現する事ができる。
（ｄ）に示す。第４図（ｄ）より分るように本発明のＴ
Ｍ′ＵＸは出力信号のサンプル周波数が２Δｆであるた
め（ｍ＝２）周波数帯域が２Δｆを越えなければ、Δｆ
よりも広い周波数特性を有する基本フィルタに基くＴＭ
ＵＸを実現する事ができる。
それ故、第４図（ｃ） 、 （ｄ）に示すように、Δｆ
に亘って完全に平坦な伝達特性を有するＴＭＵＸも実現
可能であるばかりでなく破線で示すように緩やかな傾き
のフィルタ特性を用いても折シ返しを生じない。従って
、ディジタルフィルタの規模は小さくて済み、あるいは
大きな帯域外減衰を容易に実現する事ができる。それだ
けでなく９本発明のＴＭＬＪＸは出力信号の信号帯域幅
に比べて、サンプル周波数が高いので、連続信号にもど
すだめのアナログＬＰＦが容易に実現できる等、信号処
理が容易である。
に亘って完全に平坦な伝達特性を有するＴＭＵＸも実現
可能であるばかりでなく破線で示すように緩やかな傾き
のフィルタ特性を用いても折シ返しを生じない。従って
、ディジタルフィルタの規模は小さくて済み、あるいは
大きな帯域外減衰を容易に実現する事ができる。それだ
けでなく９本発明のＴＭＬＪＸは出力信号の信号帯域幅
に比べて、サンプル周波数が高いので、連続信号にもど
すだめのアナログＬＰＦが容易に実現できる等、信号処
理が容易である。
本発明により次の効果が得られる。
（１）各チャネルの帯域に於て完全に平坦なフィルタ特
性のＴＭＵＸを実現できるので、あらゆる変調方式のＦ
ＤＭ信号に対し、スペクトルの変形を生じる事な（ＴＭ
ＵＸ動作を行う事ができる。
性のＴＭＵＸを実現できるので、あらゆる変調方式のＦ
ＤＭ信号に対し、スペクトルの変形を生じる事な（ＴＭ
ＵＸ動作を行う事ができる。
（２） チャネル帯域外にも緩やかな周波数特性を有
するフィルタを用い得るのでフィルタ帯域外に於る大き
な減衰を容易に実現する事ができる。
するフィルタを用い得るのでフィルタ帯域外に於る大き
な減衰を容易に実現する事ができる。
（３） 出力信号がチャネル間隔周波数の２倍（ｍ−
２）の速さのサンプル値系列で得られるため。
２）の速さのサンプル値系列で得られるため。
内挿等の以後の信号処理が容易である。
（４）以上の特徴を有する本発明のＴＭＵＸは１種種の
変調方式が用いられる地上系あるいは衛星系の通信網に
広汎に用いられる事が期待できる。
変調方式が用いられる地上系あるいは衛星系の通信網に
広汎に用いられる事が期待できる。
第１図は本発明のＴＭ［ＪＸの構成を示し、第２図は本
発明の内挿型ディジタルサブフィルタの構成を２つの場
合について示し、第３図は内挿型ディジタルフィルタの
入出力信号タイミング関係を示し、第４図は従来（図ａ
、ｂ）及び本発明（図Ｃ２ｄ）のＴＭＵＸのフィルタ特
性を示し、第５図は従来のＴＭＵＸの構成を示し、第６
図は従来のＴＭＵＸの動作原理を説明するだめの図、第
７図は従来のディジタルフィルタの基本構成（図ａ）、
及びサブフィルタ分割構成（図ｂ）を示す図、第８図は
従来のディジタルフィルタ（図ａ）及びサブフィルタの
インパルス応答を示す図、第９図は出力タイミングを説
明するだめの図。 図中、１１はスイッチ回路、１２−１〜１２−Ｎは遅延
器、１４はＮ点ＦＦＴ 、 １５はＮ ／ ｍ分周器。 １６はｍ分周器、１７−１〜１７−Ｎはディジタルサブ
フィルタ。
発明の内挿型ディジタルサブフィルタの構成を２つの場
合について示し、第３図は内挿型ディジタルフィルタの
入出力信号タイミング関係を示し、第４図は従来（図ａ
、ｂ）及び本発明（図Ｃ２ｄ）のＴＭＵＸのフィルタ特
性を示し、第５図は従来のＴＭＵＸの構成を示し、第６
図は従来のＴＭＵＸの動作原理を説明するだめの図、第
７図は従来のディジタルフィルタの基本構成（図ａ）、
及びサブフィルタ分割構成（図ｂ）を示す図、第８図は
従来のディジタルフィルタ（図ａ）及びサブフィルタの
インパルス応答を示す図、第９図は出力タイミングを説
明するだめの図。 図中、１１はスイッチ回路、１２−１〜１２−Ｎは遅延
器、１４はＮ点ＦＦＴ 、 １５はＮ ／ ｍ分周器。 １６はｍ分周器、１７−１〜１７−Ｎはディジタルサブ
フィルタ。
Claims (1)
- １、周波数間隔ΔｆでＦＤＭ多重されたＮチャネルの入
力ＩＦ信号をベースバンド帯の複素信号に周波数変換す
る２個のミキサと、該２個のミキサの出力を標本化しデ
ィジタル数値信号に変換して出力する２個のＡ／Ｄ変換
器と、該２個のＡ／Ｄ変換器に供給されるＮΔｆの多重
化クロックを分周してＮ分周のチャネルクロック及びＮ
／ｍ分周の内挿クロックを発生する分周回路と、前記２
個のＡ／Ｄ変換器出力を受けて前記多重化クロック及び
チャネルクロックによるタイミングにもとづいてＮサン
プル毎に入力時系列をＮ個の別個の出力に分離出力する
時／空間分割変換スイッチと、該時／空間分割変換スイ
ッチの出力に接続されて対応する信号の到来順序に比例
した遅延を加えることにより、タイミングの一致した速
度ΔｆのＮ個の複素ベースバンド信号を発生する遅延回
路と、該遅延回路に接続され前記チャネルクロック及び
内挿クロックによるタイミングにもとづいて所定のフィ
ルタリングを行うと共に、前記内挿クロックのサンプル
速度でフィルタ出力を発生するＮ個の内挿形ディジタル
サブフィルタと、該Ｎ個のディジタルサブフィルタの出
力を受けて前記内挿クロックの速度で高速フーリエ変換
を行うＮ点ＦＦＴ回路とを有するトランスマルチプレク
サ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255787A JPS63200635A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | トランスマルチプレクサ |
| US07/155,301 US4785447A (en) | 1987-02-17 | 1988-02-12 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
| EP88102241A EP0280161B1 (en) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM demultiplexer using oversampled digital filters |
| DE3855244T DE3855244T2 (de) | 1987-02-17 | 1988-02-16 | FDM-Demultiplexer mit digitalen überabgetasteten Filtern |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3255787A JPS63200635A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | トランスマルチプレクサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63200635A true JPS63200635A (ja) | 1988-08-18 |
| JPH0519341B2 JPH0519341B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=12362211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3255787A Granted JPS63200635A (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | トランスマルチプレクサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63200635A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0444432A (ja) * | 1990-06-12 | 1992-02-14 | Nec Corp | 信号多重回路及び信号分離回路 |
| JPH04117739A (ja) * | 1990-09-06 | 1992-04-17 | Nec Corp | 周波数分割多重信号分離回路 |
| JPH04117738A (ja) * | 1990-09-06 | 1992-04-17 | Nec Corp | 周波数分割多重装置 |
| US6014366A (en) * | 1996-04-15 | 2000-01-11 | Nec Corporation | Variable-bandwidth frequency division multiplex communication system |
-
1987
- 1987-02-17 JP JP3255787A patent/JPS63200635A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0444432A (ja) * | 1990-06-12 | 1992-02-14 | Nec Corp | 信号多重回路及び信号分離回路 |
| JPH04117739A (ja) * | 1990-09-06 | 1992-04-17 | Nec Corp | 周波数分割多重信号分離回路 |
| JPH04117738A (ja) * | 1990-09-06 | 1992-04-17 | Nec Corp | 周波数分割多重装置 |
| JP2605467B2 (ja) * | 1990-09-06 | 1997-04-30 | 日本電気株式会社 | 周波数分割多重信号分離回路 |
| JP2616187B2 (ja) * | 1990-09-06 | 1997-06-04 | 日本電気株式会社 | 周波数分割多重装置 |
| US6014366A (en) * | 1996-04-15 | 2000-01-11 | Nec Corporation | Variable-bandwidth frequency division multiplex communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0519341B2 (ja) | 1993-03-16 |
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