JPH04117739A - 周波数分割多重信号分離回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、通信の広汎な分野で用いられている周波数分
割多重信号の周波数分離回路に関する。

〔概要〕

本発明は、周波数分割多重信号を分離する回路において
、 直並列変換回路でのサンプリング周期を短縮できる手段
を設けることにより、 広帯域の信号伝送路をもつ公衆回線網を実現することが
できるようにしだものある。

〔従来の技術〕

周波数分割多重は最も広く用いられている信号多重方式
であり、周波数分離はその基幹技術である。従来例とし
ては第２図に示すトランスマルチプレクサが広く用いら
れている。１は直並列変換回路、２−１〜２−（Ｎ−１
）は遅延器、３−０〜３−（Ｎ−１）はサブフィルタ、
４はＮ点の高速フーリエ変換回路である。

受信信号系列（ｒ　（ｎ）：ｎ＝整数）は、２変換形式
で、 Ｒ（Ｚ）＝Σｒ（ｎ）Ｚ−″　　　　（ｌ）と表される
。ここで ｚ　＝　　ｅｊ２Ｔｆ丁　　　　　　　　　　　　　　
　　　　〔２〕で定義されるＺ変数であり、Ｔはサンプ
ル周期、すなわちサンプル周波数ｆ０の逆数であり、ｆ
ｏ＝１／Ｔ　　　　　　　　　　（３）で表される。式
（ｌ）の受信信号系列は、Ｎ個のサブ系列Ｒ４（Ｚ’）
を用いて Ｒ（Ｚ）＝Σ　Ｚ−”Ｒｉ（ＺＮ）　　　（４）１＋０ と表すことができる。ただし、 Ｒｉ（Ｚ’）＝Σｒ　（ｍ　Ｎ　−Ｌ、　　ｉ　）　Ｚ
−ＩＮ（５）である。

このときに、第２図に示す従来のトランスマルチプレク
サの第Ｒ出力Ｖ（ＺＩＲ）は Ｎ−１ｊａｋ。

Ｖ（ＺＮｌ　ｋ）＝Σ　ｅ　　Ｎ　　Ｈｅ（Ｚ’）Ｒｏ
（Ｚ’）（ｋ＝０．１．２１ 、Ｎ−１） により与えられる。ここで、Ｈｅ　（Ｚ″）は基本ＬＰ
Ｆ　　Ｈ（Ｚ）のサブフィルタであり、で定義される。

ここで、 Ｈｔ（ｚ’）＝Ｉ：　　ｈ（βＮ＋ｌＺ−”　（８）／
Ｉ＋０ である。

〔発明が解決しようとする課題〕

トランスマルチプレクサの基本は、提案者の文献Ｍ、Ｂ
ｅｌｌａｎｇｅｒ　　ａｎｄ　　Ｊ、Ｌ、Ｄａｕｇｅｔ
　　”ＴＤＭ−ＦＤＭ　　ｔｒａｎｓｍ−ｕｌｔｔｉｐ
ｌｅｘｅｒ：Ｄｉｇ＋ｔａｌ　Ｐｏ１ｙｐｈａｓｅ　ａ
ｎｄ　ＦＦＴ”ＩＥＥＥ　ｔ−ｒａｎｓ、　ｖｏｌ　Ｃ
０Ｍ−２２ＰＰ１１９９−１２０４．５ｅｐｔ、　１９
７４に譲り、詳細は省くが、その欠点は、式６に見られ
るように出力がＺＨの関係であること、すなわちＮサン
プルに１回のサンプル値列であることである。すなわち
、出力信号のサンプル周波数は、Δｆ＝ｆｏ／Ｎ　　　
　　　　　　（９）であり、標本化定理によってその周
波数帯域幅はΔｆに制限される。例えば公衆回線網では
△ｆとして４　Ｋ）ｌｚが広く用いられている。そのた
めに公衆回線網の伝送路の帯域幅は４　ＫＨｚに限られ
、これから大いに期待されるデータ通信網のデータ速度
に対して不利な制約になっている。

本発明はこのような欠点を克服し、チャネル周波数間隔
Δｆよりも広帯域の伝送路を提供できる周波数分割多重
信号分離回路を実現することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、サンプル周波数ｆ。で標本化された受信信号
列を受け、この受信信号列をサンプル時刻ｎでサンプル
する複数Ｎ個のサンプラおよびこのＮ個のサンプラの各
々に１サンプルずつ時間遅延をもたせたサンプルタイミ
ングを供給するサンプルタイミング発生回路を有する直
並列変換回路と、この直並列変換回路の出力する信号の
各々に所定の時間遅延を与えるＮ個の遅延器と、この遅
延器の各々の出力する信号を受けてＮサンプル単位のフ
ィルタ演算を行うＮ個のサブフィルタと、Ｎ並列の信号
を受け、この信号のうちの第に番目（ｋ＝０．　１．　
２．　　、Ｎ−１）で、上記受信信号列の中の周波数ｆ
ｋ（ｆｉ＝　＝ｋ　・（ｆｏ　／Ｎ）　）を中心とする
周波数位置の信号を選択・濾波し、さらに、零周波数に
周波数移動してベースバンド信号を得る高速フーリエ変
換回路とを備えた周波数分割多重信号分離回路において
、上記サンプラのサンプル時刻ｎがＮを偶数で除した値
であり、上記Ｎ個のサブフィルタの出力する信号を受け
てＮ個の信号を出力することが可能であり、上記受信信
号列をＮサンプル毎に区切った第１番目（］＝ｎ−ｍＮ
、ｍは整数）に当たる時刻で、自スイッチ手段の第１番
目（］＝０．　１．　２．　　、　　Ｎ−１）の出力と
して、ｌ　−ｉ　　（ｍｏｃｌ　Ｎ）番目の人力信号が
上記高速フーリエ変換回路に出力されるスイッチング手
段を備えたことを特徴とする。

ここで、上記スイッチング手段は、マトリックススイッ
チであっても良い。

〔作用二 直並列変換回路では、Ｎ個のサンプラで到来するサンプ
ル周波数ｆ。で標本化された受信信号列を従来例に較べ
て偶数倍のサンプリング動作を行い、ｆ／Ｎの帯域幅の
チャネルフィルタよりも広い帯域幅を実現し、高速デー
タの伝送を可能にする。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。この
実施例の構成を第１図に示す。

この実施例は、第１図に示すように、サンプル周波数ｆ
。で標本化された受信信号列を受け、この受信信号列を
サンプル時刻ｎでサンプルする複数Ｎ個のサンプラ６お
よびこのＮ個のサンプラ６の各々に１サンプルずつ時間
遅延をもたせたサンプルタイミングを供給するサンプル
タイミング発生回路７を有する直並列変換回路１と、こ
の直並列変換回路１の出力する信号の各々に所定の時間
遅延を与えるＮ個の遅延器２と、この遅延器２の各々の
出力する信号を受けてＮサンプル単位のフィルタ演算を
行うＮ個のサブフィルタ３と、Ｎ並列の信号を受け、こ
の信号のうちの第に番目（ｋ＝０．　１．　２．　　、
Ｎ−１）で、上記受信信号列の中の周波数ｆｋ　（ｆｋ
＝ｋ・　（ｆｏ　／Ｎ））を中心とする周波数位置の信
号を選択・濾波し、さらに、零周波数に周波数移動して
ベースバンド信号を得る高速フーリエ変換回路４とを備
え、さらに、本発明の特徴とする手段として、Ｎ個のサ
ブフィルタ３の出力する信号を受けてＮ個の信号を出力
することが可能であり、上記受信信号列をＮサンプル毎
に区切った第】番目（ｉ＝ｎ−ｍＮ、ｍは整数）に当た
る時刻で、自スイッチの第１番目（ｌ＝０．　１．　２
．　　、　Ｎ−１）の出力として、１−　ｉ　　（ｍａ
ｄ　Ｎ）番目の人力信号が高速フーリエ変換回路４に出
力されるマトリックススイッチ５を備える。ここで、サ
ンプラ６のサンプル時刻ｎがＮを偶数で除した値である
。

次に、この実施例の動作を説明する。

第２番目のフィルタバンクの出力Ｖ　（Ｚ　Ｉ　Ｒ）は
、まず受信信号Ｒ（Ｚ）を周波数ｆ、からＯＨｚに周波
数移動した上で（Ｒ（Ｚ；−ｋ）と表すことにする。）
ＬＰＦ　　Ｈ（Ｚ）を通すことによって得られる。この
周波数変換は式（２）で周波数ｆをｆ＋ｆｋ＝ｆ＋ｋ　
ｆｏ　／Ｎでおきかえる変数変換を行うことによって実
行できる。すなわち右きかえ Ｚ−＋Ｚ−ｅ’、”　　　　　　　　　　（ｌ［）その
結果として、 Ｒ（Ｚ　；−ｋ）　−Ｅｅ”；：”　　ｒ　　（ｎ）　
Ｚ−”　　ｅｌｌ）となる。したがって、第Ｒ出力Ｖ（
Ｚｌｋ）は、Ｖ（Ｚ　ｌ　ｋ）＝Ｈ（Ｚ）Ｒ（Ｚ　、−
ｋ）ｚ　ｅ　−Ｊ　ａ　ｋｈ　ｒ（ｎ）　ｚ　−ｈコ”
ｋｆ−亀〕 ｒ　（ｎ　−１） （ｌ２＋ ここで ｎ＝ｍＮ＋１　　　　　　　　　　　　（ｌ■（ｉ＝ｏ
、１．２、　　、Ｎ−１） とおくと、 上式は Ｖ（Ｚ ｋ）＝Σ３　　Ｚ−［励ドーｉ１　ｇ （＋０ ｅ−Ｊ骨ｋ（ｌ Ｈ＋（Ｚ’）ｒ　（ｍＮ’−ｉ β） Ｈ，（Ｚ’）Ｒｉ−、（Ｚ”）　　　　Ｑ４）ｍ サブフィルタ　　　並タＩＪイ言号 となり、第１図に示す回路構成になる。

ここで、−本の直列信号Ｒ（Ｚ）からＮ本の並列信号Ｒ
，，（Ｚ’　）に直並列変換を行う回路を第３図に示す
。６−０〜６−（Ｎ−１）はＮ個のサンプラ、７はサン
プルパルス発生回路である。

第３図に示す直並列変換回路の動作をＮ−８の場合につ
いて説明する。第３図の各サンプラにＮサンプル中に１
．１千Ｎ／２の２個のサンプルパルスい＝Ｏ１１，２、
、Ｎ−１）を供給する場合について直並列変換器の動作
を第４図を示す。

第４図でＡは受信信号サンプル列、Ｂはサンプルパルス
のタイミングを示す。＊印のタイミングが１千Ｎ／２な
るタイミングを示すものとする。このときに、直並列変
換回路１の出力はそれに続く遅延回路２によってタイミ
ングがそろえられ、Ｒ８（Ｚ”）、ＲＮ７２（ＺＮ）（
Ｎ＝８）になって各サブフィルタ３に入力される。この
ように本発明は従来法がＲ６（Ｚ’　）　のみ用いてい
たのに対してＲＮ、□（ｚｏ）をも用いる２倍すンプリ
ング処理動作を行う。４倍の場合にはＲ６（Ｚ″）、Ｒ
Ｎ７．（ＺＮ）、Ｒ１１／２（Ｚ’　）　、Ｒ３Ｎ／４
（ＺＮ）　（７）４種ノ９７−信号系列を用いればよい
。このように本発明によれば出力信号Ｖ！１（Ｚｌｋ）
のサンプル周波数を容易に２倍、４倍・・・にすること
ができる。したがって、標本化定理に準する信号の帯域
幅は△ｆよりも大きくてもよく、第５図に示すように△
ｆ＝ｆ、／Ｎよりも広い帯域幅のチャネルフィルタの実
現が可能になる。（Ｂ）は２倍、（Ｃ）は４倍サンプリ
ングの場合を示す。Ｃは分かり易いように各チャネルフ
ィルタＯ１１、−１（Ｎ−１）の振幅を違えて示してい
るが、実際は全く同様の振幅特性になる。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したように、従来と同じΔｆ＝ｆＳ／
Ｎの信号分離用フィルタバンクでも、各チャネルフィル
タの帯域幅を△ｆよりも広くすることができる効果があ
る。また、従来よりも広帯域の信号伝送路を有する公衆
回線網の実現を可能にする効果がある。たとえば、４倍
サンプリングを用いれば従来Δｆ＝４ＫＨｚに帯域制限
されていた伝送路の帯域幅が一挙に４倍の１６ＫＨｚと
なり、より高速データの伝送が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例の構成を示すブロック構成図。 第２図は従来例の構成を示すブロック構成図。 第３図は直並列変換回路の構成を示す構成図。 第４図は直並列変換回路と遅延回路の動作を示すタイム
チャート。 第５図は従来および本発明実施例の信号分離用フィルタ
バンクの周波数特性を示す図。 ｌ・・・直並列変換回路（ＰＳ）、２・・・遅延器、３
・・・サブフィルタ、４・・・高速フーリエ変換回路（
ＦＦＴ）、５・・・マトリックススイッチ、６・・・サ
ンプラ、７・・・サンプルタイミング発生回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、サンプル周波数ｆ＿０で標本化された受信信号列を
   受け、この受信信号列をサンプル時刻ｎでサンプルする
   複数Ｎ個のサンプラおよびこのＮ個のサンプラの各々に
   １サンプルずつ時間遅延をもたせたサンプルタイミング
   を供給するサンプルタイミング発生回路を有する直並列
   変換回路と、この直並列変換回路の出力する信号の各々
   に所定の時間遅延を与えるＮ個の遅延器と、 この遅延器の各々の出力する信号を受けてＮサンプル単
   位のフィルタ演算を行うＮ個のサブフィルタと、 Ｎ並列の信号を受け、この信号のうちの第ｋ番目（ｋ＝
   ０、１、２、・・・、Ｎ−１）で、上記受信信号列の中
   の周波数ｆ＿ｋ（ｆ＿ｋ＝ｋ・（ｆ＿０／Ｎ））を中心
   とする周波数位置の信号を選択・濾波し、さらに、零周
   波数に周波数移動してベースバンド信号を得る高速フー
   リエ変換回路と を備えた周波数分割多重信号分離回路において、上記サ
   ンプラのサンプル時刻ｎがＮを偶数で除した値であり、 上記Ｎ個のサブフィルタの出力する信号を受けてＮ個の
   信号を出力することが可能であり、上記受信信号列をＮ
   サンプル毎に区切った第ｉ番目（ｉ＝ｎ−ｍＮ、ｍは整
   数）に当たる時刻で、自スイッチ手段の第ｌ番目（ｌ＝
   ０、１、２、・・・、Ｎ−１）の出力として、ｌ−ｉ（
   ｍｏｄ　Ｎ）番目の入力信号が上記高速フーリエ変換回
   路に出力されるスイッチング手段 を備えたことを特徴とする周波数分割多重信号分離回路
   。 ２、上記スイッチング手段は、マトリックススイッチで
   ある請求項１記載の周波数分割多重信号分離回路。