JPH04121056A - コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、自己リセット型のコンバータに関するもので
ある。

コンバータは、トランジスタ等のスイッチング素子を介
してトランスの一次巻線を直流で励磁し、二次巻線の誘
起電圧を整流平滑化するものであり、例えば、１石フォ
ワード型の場合には、トランスの磁気飽和を避ける為に
、リセット巻線を設けた構成が一般的であった。しかし
、トランスにリセット巻線を設けることにより、トラン
スの小型化を図ることが困難であった。そこで、トラン
スの励磁インダクタンスと静電容量とスイッチング素子
の出力静電容量とを含む共振回路を利用して、共振電流
によりリセットを行わせる自己リセット型が採用されて
いる。

このような自己リセット型のコンバータに於ける各部の
耐圧が問題となり、耐圧の低い部品を使用可能とするこ
とにより、コストダウンを図ることが要望されている。

（従来の技術〕 従来例の自己リセット型の１石フォワード型のコンバー
タは、例えば、第３図に示す構成を有するものであり、
トランス１の一次巻線に、バイポーラトランジスタや電
界効果トランジスタ等のトランジスタ（スイッチング素
子）２を接続巳、このトランジスタ２を制御回路５によ
りオン、オフ制御し、直流電源６からの直流電流を斗う
ンジスタ２により断続してトランス１の一次巻線に供給
し、トランス１の二次巻線に誘起した電圧を整流平滑回
路３により整流して平滑化し、負荷７に安定化した直流
電圧を供給するものであり、整流平滑回路３は、ダイオ
ードＤｉ、Ｄ２と、インダクタンスＬと、コンデンサＣ
とから構成されている場合を示す。

トランジスタ２がオンとなって直流電源６からトランス
１の一次巻線に電流が流れ、次にトランジスタ２がオフ
となると、トランス１の一次側励磁インダクタンスＬｍ
と一次巻線の静電容量Ｃｍと、トランジスタ２の出力静
電容量Ｃｓｗ等による共振回路により、トランス１の蓄
積エネルギによる共振電圧が発生し、それによる電流が
トランス１の一次巻線に流れて、トランス１のリセット
が行われる。この場合、スイッチング素子として電界効
果トランジスタを用いた場合に、その出力静電容量Ｃｓ
ｗが比較的大きく、共振回路を形成し易いものである。

このような自己リセット型のコンバータに於けるトラン
ジスタ２の両端に印加される電圧Ｖｓｗは、例えば、第
４図に示すものとなる。即ち、制御回路５によるトラン
ジスタ２のスイッチング周期Ｔを一定とし、オン期間Ｔ
ｏｎを制御して整流平滑回路３を介して出力される直流
電圧を一定化するもので、トランジスタ２がオフとなっ
た後、Ｔｒの期間後に最大値となる共振電圧Ｖｒが生じ
、この共振電圧Ｖｒによる電流が一次巻線に流れてトラ
ンス１のリセットが行われる。

従って、リセット巻線を省略できると共に、リセット巻
線を含むリセットループの損失がなくなるので、小型且
つ高効率のコンバータを実現することができる。又オン
期間Ｔｏｎを（Ｔ−Ｔｒ）の期間まで広げることが可能
となるから、トランス１の一次側入力電圧を広範囲に変
化させても、負荷７に供給する出力直流電圧を安定化す
ることが可能となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

トランジスタ２のオン期間Ｔｏｎを広げるに従って、自
己リセットを行う為の共振電圧Ｖｒが高くなるが、通常
の制御状態に於いては、その共振電圧Ｖｒが、トランジ
スタ２及びダイオードＤ１の耐圧以上とならないように
オン期間Ｔｏｎが設定されている。

しかし、負荷７が短絡状態となった過渡的状態に於いて
は、出力直流電圧を設定値に維持する為に、トランジス
タ２のオン期間Ｔｏｎが最大幅となり、それによって、
共振電圧Ｖｒがトランス１の一次側入力電圧の数倍に上
昇することがあり、トランスｌの二次巻線にも巻数比に
対応した電圧が誘起される。従って、トランジスタ２及
びダイオードＤ１が破壊されないようにする為には、高
耐圧のトランジスタ２及びダイオードＤ１を使用する必
要があり、コストアップの原因となる。

本発明は、負荷短絡時等に於ける共振電圧の最大値を抑
圧して、コストダウンを回ることを目的とするものであ
る。

〔課題を解決するための手段］ 本発明のコンバータは、クランプ回路により共振電圧の
最大値を抑圧するものであり、第１図を参照して説明す
る。

トランスｌの一次巻線にスイッチング素子（例えば、ト
ランジスタ）２を接続して、制御回路５によりパルス幅
制御によりオン幅を制御し、トランス１の二次巻線に整
流平滑回路３を接続して出力直流電圧を負荷７に供給し
、トランス１の巻線の静電容量とスイッチング素子（ト
ランジスタ）２の出力静電容量とを含むトランス１の一
次側換算合成静電容量と、このトランス１の一次側励磁
インダクタンスとによる共振により、トランス１のリセ
ットを行わせる自己リセット型のコンバータに於いて、
スイッチング素子（トランジスタ）２のオン幅が設定以
上となる負荷短絡時等の過渡的状ＢＨこ於５するリセ７
・ト時のスイッチング素子（トラン１．；スタ）２及び
整流平滑回路３に加えられる過電圧をクランプするクラ
ンプ回路４を設シナたものである。

１作用］ クランプ回路４は、正常時の共振電圧をクランプするこ
とはないが、負荷短絡等に於けるスイッチング素子（ト
ランジスタ）２の最大オン幅となる過渡的状態に於いて
は、共振電圧が上昇してトランス１の二次巻線の誘起電
圧も上昇するから、この二次巻線に図示のようにクラン
プ回路４を接続した場合には、共振電圧により上昇しよ
うとする二次巻線の誘起電圧をクランプすることになる
。

それによって、一次巻線側の共振電圧もクランプされる
ことになり、スイッチング素子（トランジスタ）２及び
整流平滑回路３のダイオードＤ１を保護することができ
る。即ち、高耐圧部品でなくても使用可能となり、コス
トダウンを図ることができる。

１実施例： 以下図面を参照じて本発明の実施例について詳細Ｓ：説
明する。

第１図は本発明の実施例の要部回路図であり、第３図と
同一符号は同一部分を示し、４はクランプ回路で、ダイ
オードＤ３とツェナーダイオードＺＤとから構成され、
トランス１の二次巻線に接続した場合を示す。このクラ
ンプ回路４のツェナーダイオードＺＤは、正常時のトラ
ンス１の二次巻線の誘起電圧以上のツェナー電圧を有す
るものであり、又ダイオードＤ３はツェナーダイオード
ＺＤの順方向電流が流れないような極性で接続されてい
る。

正常時に於けるトランス１をリセットする為の共振電圧
によるトランス１の二次巻線の誘起電圧は、ダイオード
Ｄ３の順方向となるが、ツェナーダイオードＺＤのツェ
ナー電圧以下であるから、クランプ回路４は動作しない
ことなる。

しかし、負荷７の短絡時の過渡的状態に於いては、トラ
ンジスタ（スイッチング素子）２のオン幅が最大となり
、それに伴ってトランジスタ（スイッチング素子）２が
オフとなった時の共振電圧が高くなり、トランス１の二
次巻線の誘起電圧も高くなる。その場合の誘起電圧がツ
ェナーダイオ−Ｉ”　Ｚ　Ｄのツェナー電圧以上となる
かろ、ツェナーダイオードＺＤとダイオードＤ３とを介
して電流が流れて、二次巻線の誘起電圧をツェナー電圧
とタイオードＤ３の順方向電圧とによる電圧にクランプ
することになる。

二のクランプ回路４によるトランス１の二次巻線の誘起
電圧のクランプにより、トランス１の一次巻線の電圧は
、巻数比に対応した値にクランプされることになり、共
振電圧をクランプすることができる。従って、トランジ
スタ（スイッチング素子）２を保護し、且つ整流平滑回
路３のダイオードＤ１を保護することができる。即ち、
低耐圧のトランジスタ（スイッチング素子）２及びダイ
オードＤ１の使用が可能となる。又クランプ回路４には
、トランス１の励磁電流分に相当する消磁電流が流れる
だけであるから、ダイオードＤ３及びツェナーダイオー
ドＺＤは比較的小電流容量の構成で充分である。

第２図は本発明の実施例のトランジスタの印加電圧波形
図であり、時刻Ｌ１以前は正常時で、時刻Ｌ１直後に負
荷７を短絡させた場合のトランジスタ２に印加される電
圧Ｖｓｗを測定した波形図である。即ち、印加電圧Ｖｓ
ｗはオン期間に於いて零、オフ期間に於いて入力電圧及
び共振電圧により成る値となる。

時刻Ｌ１直後に負荷７が短絡すると、トランジスタ２の
オン幅は最大（印加電圧Ｖｓｗが零の期間が最大）とな
り、それに対応して共振電圧が上昇するが、クランプ回
路４によりＶｃに印加電圧Ｖｓｗがクランプされる。従
って、低耐圧のトランジスタ２でも破壊されることはな
くなる。

これに対して、クランプ回路４を設けない従来例に於い
ては、時刻ｔｏからスイッチング周期Ｔ後の時刻ｔ２近
傍に於けるトランジスタ２の印加電圧Ｖｓｗは更に上昇
し、低耐圧トランジスタの場合は破壊されることになる
。

前述の実施例二よ、トランスｌの二次巻線にクランプ回
路４を接続した場合であるが、三次巻線を設けた場合に
は、この三次巻線にクランプ回路を接続することもでき
る。又一次側にクランプ回路を接続することも可能であ
る。又クランプ回路４は、前述の実施例以外の各種の構
成を用いることができるものであり、例えば、電流制限
抵抗をツェナーダイオードＺＤ’こ直列に接続すること
も可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、自己リセント型のコン
バータに於いて、クランプ回路４を設けて、負荷短絡等
の過渡的状態に於ける共振電圧の上昇を抑制するように
クランプするものであり、それによって、スイッチング
素子２が最大オン幅となる場合でも、スイッチング素子
２に印加される共振電圧を抑制して高電圧からスイッチ
ング素子２を保護することができる。又トランス１の二
次巻線に接続した整流平滑回路３のダイオードＤ１も、
高電圧から保護することができる。従って、低耐圧の廉
価なスイッチング素子２及びダイオードＤＩ、Ｄ２を使
用することができるから、コンバータのコストダウンを
図ることができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の要部回路図、第２図は本発明
の実施例のトランジスタの印加電圧波形図、第３図は従
来例の要部回路図、第４図は電圧波形説明図である。 １はトランス、２はスイッチング素子、３は整流平滑回
路、４はクランプ回路、５は制御回路、６は直流電源、
７は負荷、Ｄｉ、Ｄ２．Ｄ３はダイオード、ＺＤはツェ
ナーダイオードである。 特許出願人　　冨士通電装株式会社 代理人弁理士　　　相　谷　昭　司

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 トランス（１）の一次巻線にスイッチング素子（２）を
   接続し、二次巻線に整流平滑回路（３）を接続し、該ト
   ランス（１）の巻線の静電容量と前記スイッチング素子
   （２）の出力静電容量を含む一次側換算合成静電容量と
   、該トランス（１）の一次側励磁インダクタンスとによ
   る共振により、該トランス（１）のリセットを行わせる
   コンバータに於いて、 前記スイッチング素子（２）のオン幅が設定以上となる
   負荷短絡等の過渡的状態に於けるリセット時の前記スイ
   ッチング素子（２）及び前記整流平滑回路（３）に加え
   られる過電圧をクランプするクランプ回路（４）を設け
   たことを特徴とするコンバータ。