JPH0626471B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、トランスを使用したスイッチング電源回路に
関するものである。

従来の技術 スイッチング方式の定電圧電源回路は、変換効率が良
く、広い入力電圧範囲を許容でき、特にトランスを使用
したスイッチング電源回路は、２次側に任意の直流電圧
を得ることができ、種々の電子機器の電源に使用されて
いる。

第８図は、トランスを用いたスイッチング電源回路の原
理図の一例を示したもので、Ｅは直流電源、Ｔは一次コ
イルＬ_１、及び二次コイルＬ_２からなるトランス、Ｑ_Ｂ
はスイッチングトランジスタ、ＰＧはスイッチングパル
ス発生器を示す。

この例の方式はフライバック方式と呼ばれ、スイッチン
グトランジスタＱ_Ｂがオンの期間にトランスＴに蓄えら
れたエネルギー（ＫＴ²）を、スイッチングトランジス
タＱ_Ｂのオフ期間に２次側のコイルＬ_２から整流ダイオ
ードＤ_２を介して平滑コンデンサＣ_２に取り出し、負荷
に供給するもので、その出力電圧はスイッチングパルス
発生器ＰＧによるパルス幅制御により定電圧化される。

発明が解決しようとする課題 ところが、この様な回路においては、トランスＴのリー
ケージインダクタンスのエネルギーにより、スイッチン
グトランジスタＱ_Ｂがオフになった瞬間に一次コイルＬ
_１に高いインダクティブ・スパイクパルス電圧を発生す
ることが知られている。

これに対する従来の対策例として、３種類ある。

(1) 第９図に示した例は、一次コイルＬ_１にダンパー
ダイオードＤ_ｄと抵抗Ｒ_ｄ、コンデンサＣ_ｄからなるダ
ンピング回路を設け、前記スパイク電圧を抑圧しようと
するものであり、スパイク電圧によってコンデンサＣ_ｄ
に充電された電荷を、残りの区間に抵抗Ｒ_ｄを通して放
電する構成になっている。このため、スパイク電圧を充
分吸収するためには、Ｒ_ｄに流す電流を増やさなければ
ならず、抵抗Ｒ_ｄで消費する損失が増大し、変換効率が
悪くなる欠点がある。

(2) 第10図に示すものでは、一次コイルＬ_１を巻き上
げて３次コイルＬ_３を形成し、３次コイルＬ_３に発生す
るスパイクパルス電圧をダンパーダイオードＤ_ｄを通し
て直流電源Ｅに返すようにして効率を改善したものであ
るが、巻き上げたコイルＬ_３と一次コイルＬ_１の結合を
充分にしてリーケージインダクタンスを小さくしないと
効果が少ないので、トランスの巻線が困難である。

(3) 第11図に示したものは、第３のコイルＬ_３を設
け、コイルＬ_１及びＬ_３に発生するスパイクパルスはダ
イオードＤ_ｄ及び電源Ｅに充電する。コンデンサＣ_ｄに
充電された電荷は、トランジスタＱ_Ｂがオン時にコイル
Ｌ_３を通して放電され、トランスを駆動するので、ロス
がなく効率が良いとされる。

しかし、上記の従来例(2)及び(3)には、次の２つの欠点
がある。

（イ） 一次コイルＬ_１と同程度の巻線の３次コイルＬ
_３を必要とする。

（ロ） 一次側の入力電圧範囲が広いとき、電圧が高い
ときのダンパー効果が小さい。

（イ）については自明であるので、（ロ）について説明
する。

第10図及び第11図の回路においてダンパーダイオードＤ
_ｄがないと仮定すると、トランジスタＱ_Ｂかオフとなっ
たときにコイルＬ_３に発生する電圧波形は、第12図の如
くになる。

図のパルスの平坦部の電圧Ｖ_Ｒは、２次側でダイオード
Ｄ_２により出力電圧Ｖ_Ｏにクランプされることにより決
まり、第２巻線及び第３次巻線の巻数をそれぞれｎ_２，
ｎ_３とすると となる。ピーク電圧Ｖ_PKは、これに前記のリーケージイ
ンダクタンスによるスパイク電圧Ｖ_Ｂが加算されるので Ｖ_PK＝Ｖ_Ｂ＋Ｖ_Ｒ となる。これらの電圧は、Ｖ_Ｏが一定となる様に制御さ
れるので入力電圧が変化しても変わらない。

第10図及び第11図の回路においては、第３次巻線に発生
する上記の電圧波形が、入力電圧ｅを越えた部分（Ｖ_PK
−ｅ）、すなわち第13図に示す波形図の点線の部分をダ
ンパーダイオードＤ_ｄでクランプしてスパイクパルスを
吸収しているわけである。

ここで、入力電圧ｅが最小のときでも、 ｅ＞Ｖ_Ｒ となる様にしなければならない。なぜなら、もし入力電
圧ｅがＶ_Ｏ以下になると、スパイクパルス以外の区間ま
で第３次巻線側でクランプされることになり、２次側に
所定の出力が得られなくなってしまうからである。

ところが、逆に入力電圧ｅが大きくなると、吸収するパ
ルス電圧（Ｖ_PK−ｅ）が小さくなり、ダンパー効果が減
少し、さらに入力電圧ｅがＶ_PKを越えるとダンパー効果
がまったくなくなってしまうことになる。

このように、第10図及び第11図の方法は、入力電圧の範
囲の広い場合にはパルス吸収効果を充分にすることがで
きないことがわかる。

本発明は、この様な従来の欠点を解消するものであり、
広い入力電圧範囲を許容する電源においても、トランス
のリーケージによるスパイクパルス電圧の抑圧が効果的
に行われ、しかも変換効率が低下しないスイッチング電
源回路を提供するものである。

課題を解決するための手段 本発明においては、トランスを使用したスイッチング電
源回路において、一次巻線の両端に、コンデンサーとダ
ンパーダイオードを直列にしたものを接続し、前記ダン
パーダイオードの両端を導通する放電トランジスタを設
け、スイッチングトランジスタのオフ時にスパイクパル
スによりダンパーダイオードがオンして再びオフした直
後の一定時間は上記放電トランジスタをオンさせる様に
構成したものである。

作 用 本発明のスイッチング電源回路は、スイッチングトラン
ジスタのオフ時のスパイクパルスの吸収によってコンデ
ンサーに充電される電荷を、その後のスイッチングトラ
ンジスタがオフの期間中に、放電トランジスタＱ_ｄによ
って放電することにより、コンデンサの両端の電位Ｖ_Ｏ
を に固定し、次回にスイッチングトランジスタがオフした
時にも、ほぼ完全にスパイクパルスを吸収することがで
きるものである。

実施例 以下、本発明の一実施例について、図面を参照して説明
する。

第１図は本発明の基本的な一実施例を示す回路図で、Ｅ
は直流電源、Ｔはトランス、Ｑ_Ｂはスイッチングトラン
ジスタ、ＰＧはスイッチングパルス発生器、Ｌ_１，
Ｌ_２，Ｌ_３はトランスＴのそれぞれ第１，第２及び第３
の巻線を示し、第１の巻線Ｌ_１の両端には図示したよう
に、ダンパーダイオードＤ_ｄ及びコンデンサＣ_ｄの直列
回路が接続されている。トランジスタＱ_ｄはそのコレク
タとエミッタがダンパーダイオードＤ_ｄの両端に接続さ
れ、ベースには第３の巻線Ｌ_３が発生したパルスをダイ
オードＤ_ｔにより整流した後、コンデンサＣ_ｔと抵抗Ｒ
_ｔによって、微分して加えるように構成されている。

なお、２次巻線Ｌ_２には、従来と同様に整流ダイオード
Ｄ_２及び平滑コンデンサＣ_２を接続して直流出力を得る
ものであり、所定の出力電圧Ｖ_Ｏを得るために、出力電
圧Ｖ_Ｏを検出器ＤＴで検出し、その検出値で、パルス発
生器ＰＧがパルス幅変調されるように構成されている。

第１図のスイッチング回路の動作について説明する。ま
ず、第１図でトランジスタＱ_ｄが常時オフであると仮定
すると、定常状態になったスイッチングトランジスタＱ
_Ｂのコレクタの電圧Ｖ_Ｃは、第２図ａの様な電圧波形と
なる。ここに、ｅは入力電源電圧であり、Ｖ_Ｒは出力電
圧Ｖ_Ｏ及び巻数比によって、 で決まる電圧である。この時、コンデンサＣ_ｄの他端の
Ｐ点の電圧波形は、入力電圧ｅにクランプされ、第３図
ｂのようになる。コンデンサＣ_ｄの両端の電圧Ｖ_Ｃは Ｖ_Ｃ＝Ｖ_Ｒ＋Ｖ_Ｂ となり、Ｐ点の波形は、同図ａと比べて、このＶ_Ｃ分だ
け負側に移動した波形となり、スパイクパルスの吸収も
おこなわれない。

つぎに、トランジスタＱ_ｄを含めた動作について説明す
る。

スイッチングトランジスタＱ_Ｂがオフのときのパルスを
トランスＴの第３の巻線Ｌ_３より取り出し、ダイオード
Ｄ_ｔによって整流した第３図ａの波形はさらにコンデン
サＣ_ｔ，抵抗Ｒ_ｔによって微分され、同図ｂのようにな
りトランジスタＱ_ｄのベースに加わり、図の斜線部がト
ランジスタＱ_ｄのベース−エミッタ間を順方向にドライ
ブする。

トランジスタＱ_ｄは、スパイクパルスによってダンパー
ダイオードＤ_ｄがオンになった後で再びオフになった直
後、すなわちコレクタ電位がエミッタ電位より下がった
時点よりＣ_ｔ，Ｒ_ｔで決まる一定時間の間導通する。こ
の期間に、スパイクパルスの吸収によってコンデンサＣ
_ｄに充電された電荷が、トランジスタＱ_ｄと、巻線Ｌ_１
を通して放電され、コンデンサＣ_ｄの両端の電圧Ｖ
_Ｃは、第１の巻線Ｌ_１の逆起電力による電圧Ｖ_ｒに等し
くなる。よって次回にスイッチングトランジスタＱ_Ｂが
オフになった時に発生するスパイク電圧は、第３図ｃに
示したＰ点の電圧波形のように、ダンパーダイオードＤ
_ｄによってほぼ完全にダンパーされることになる。

この様に、スパイクパルス電圧の抑圧がほぼ完全にで
き、しかも、この抑圧効果は、入力電圧ｅの影響を受け
ない。

さらに、スパイクパルス電圧によってコンデンサＣ_ｄに
充電された電荷は、トランジスタＱ_ｄと第１の巻線Ｌ_１
を通して放電されるが、この第１の巻線Ｌ_１を流れるこ
とによる起電力は２次側に取り出されることになるの
で、損失とはならない。

したがって、この回路では１次側から２次側に供給され
るパワーの変換効率も高いものにすることができる。

又、この回路で使用したトランスＴの第３巻線Ｌ_３は、
放電トランジスタＱ_ｄを駆動するためであるので少ない
巻回数のように第１巻線Ｌ_１と同程度の多い巻線回数の
第３次巻線は不要である。

第４図はこの発明の他の実施例を示す回路図で、上記実
施例における放電トランジスタＱ_ｄの駆動用パルスを、
トランスＴの２次側巻線Ｌ_２から得るようにしたもので
あり、第３次巻線が不要となる。

第５図はスイッチングトランジスタＱ_Ｂのコレクタから
取り出したパルス波形をコンデンサＣ_ｔと抵抗Ｒ_ｔで微
分した後、トランジスタＱ_ａにより反転して、放電用ト
ランジスタＱ_ｄの駆動パルスを得るようにした実施例で
あり、この場合も第３次巻線は不要である。

第６図は第１巻線Ｌ_１とは別にスパイクパルス吸収用の
巻線Ｌ_ｄを設けた実施例である。この巻線Ｌ_ｄは第１巻
線Ｌ_１との結合を密にする必要があるが、巻回数は少な
くてもよく、放電用トランジスタＱ_ｄに耐圧の小さいも
のを使用できる利点がある。

第７図はアースとの間にダンパー回路を設けた実施例で
ある。

なお、以上はフライバック型スイッチング電源回路につ
いて説明してきたが、この発明はスパイクパルスが発生
しやすいフィードフォワード型等のスイッチング電源回
路にも利用できることはもちろんである。

また、スイッチングトランジスタＱ_Ｂや放電用トランジ
スタＱ_ｄのかわりに他のスイッチング素子を使用しても
よい。

発明の効果 以上のように、本発明によると、トランスを使用したス
イッチング電源回路において、スイッチングトランジス
タのオフ時に発生するスパイクパルスを、一次側の入力
電圧の変化にかかわらず効果的に吸収することができ、
しかもロスが少ないので変換効率が向上する。

又、巻回数の多い第３次巻線を必要としないので、絶縁
トランスが簡単になる効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図，第４図，第５図，第６図及び第７図はおのおの
本発明の実施例のスイッチング電源回路を示す回路図，
第２図，第３図は第１図の回路の動作を説明するための
電圧波形図，第８図はトランスを使用したスイッチング
電源回路の基本回路図、第９図，第10図，第11図はスパ
イクパルスを抑圧するダンパー回路を設けた従来例のス
イッチング電源回路の回路図、第12図，第13図はその従
来例の動作を説明するための波形図である。 Ｅ……直流電源、Ｔ……トランス、Ｑ_Ｂ……スイッチン
グトランジスタ、ＰＧ……スイッチングパルス発生器、
Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３，Ｌ_ｄ……トランスＴの第１次巻線，
第２次巻線，第３次巻線，ダンパー用巻線、Ｄ_２，Ｄ_ｔ
……ダイオード、Ｄ_ｄ……ダンパーダイオード、Ｃ_２，
Ｃ_ｔ，Ｃ_ｄ……コンデンサー、Ｑ_ａ……トランジスタ、
Ｑ_ｄ……放電用トランジスタ、Ｒ_ｔ，Ｒ_ｄ……抵抗、ｅ
……入力電圧、Ｖ_Ｏ……出力電圧。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トランスの一次側巻線の一端が入力電圧端
   子に接続され、他端がスイッチング素子を介してアース
   端子に接続され、上記トランスの二次側巻線の両端間の
   電圧を平滑整流した直流出力電圧を検出する検出器の検
   出信号によりパルス幅変調されるパルス発生器からのパ
   ルス出力により上記スイッチング素子が制御されるよう
   に構成されたスイッチング方式の定電圧電源回路におい
   て、上記トランスの一次側巻線と上記スイッチング素子
   の接続点とアース端子間に第１のコンデンサとダイオー
   ドとの直列接続回路を挿入接続するとともに上記ダイオ
   ードの両端間にコレクタ端子とエミッタ端子が接続され
   た放電トランジスタを配設し、上記トランスの一次側巻
   線の巻回数より少ない巻回数の微分パルス用巻線を設
   け、上記微分パルス用巻線の一端をアース端子に接続す
   るとともに、上記微分パルス用巻線の他端を第２のコン
   デンサの一端に接続し、上記第２のコンデンサの他端を
   上記放電トランジスタのベース端子に接続し、上記ベー
   ス端子とアース端子間に抵抗を接続して、上記第２のコ
   ンデンサと上記抵抗により微分回路を構成して、上記微
   分回路の出力パルスにより上記ダイオードのオフ期間に
   上記放電トランジスタのコレクタとエミッタ間を導通さ
   せ、上記トランスを駆動する上記スイッチング素子のオ
   フ時に発生するインダクティブ・スパイクパルスを上記
   ダイオードを介して上記第１のコンデンサにより吸収す
   るとともに、上記スイッチング素子がオフからオンに変
   化した時に上記放電トランジスタにより上記一次側巻線
   を介して上記第１のコンデンサに充電された電荷を放電
   せしめるようにしたことを特徴とするスイッチング電源
   回路。
2. 【請求項２】トランスを使用したスイッチング電源回路
   において、一次巻線の両端に、コンデンサとダンパーダ
   イオードを直列にしたものを接続し、上記ダンパーダイ
   オードの両端を導通する放電トランジスタを上記ダンパ
   ーダイオードのオフ期間にコレクタとエミッタ間が導通
   するように配設し、上記放電トランジスタのベースに上
   記トランスからの発生パルスを微分する微分回路を接続
   し、上記トランスを駆動するスイッチング素子のオフ時
   に発生するインダクティブ・スパイクパルスをダンパー
   ダイオードを介して上記コンデンサに充電するととも
   に、上記スイッチング素子がオフからオンに変化した時
   に上記放電トランジスタを上記微分回路からの微分パル
   スにより規定される期間導通させ、上記一次巻線を介し
   て上記コンデンサに充電された電荷を放電せしめるよう
   にしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第２項記載のスイッチング
   電源回路において、上記微分回路を上記トランスの一次
   側巻線の第１巻線の巻回数に比較して少ない巻回数の第
   ３巻線からのパルスを微分するように構成したことを特
   徴とするスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第２項記載のスイッチング
   電源回路において、上記微分回路を上記トランスの二次
   側巻線からのパルスを微分するように配設したことを特
   徴とするスイッチング電源回路。
5. 【請求項５】トランスの一次側の第１巻線の一端が入力
   電圧端子に接続され、他端がスイッチング素子を介して
   アース端子に接続され、上記トランスの二次側巻線の両
   端間の電圧を平滑整流した直流出力電圧を検出する検出
   器が上記スイッチング素子を制御するパルス発生器に接
   続構成されたスイッチング電源回路において、上記トラ
   ンスの一次側第１巻線の巻回数より少ない巻回数で、か
   つ上記第１巻線と密結合されたスパイクパルス吸収用巻
   線を設け、上記スパイクパルス吸収用巻線の両端に、コ
   ンデンサとダンパーダイオードを直列にしたものを接続
   し、上記ダンパーダイオードの両端を導通する放電トラ
   ンジスタを設け、上記トランスを駆動するスイッチング
   素子のオフ時に発生するインダクティブ・スパイクパル
   スを上記ダンパーダイオードを介して上記コンデンサで
   吸収するとともに、上記スイッチング素子がオフからオ
   ンに変化した時、上記放電トランジスタにより上記イン
   ダクティブ・スパイクパルス吸収用巻線を介して、上記
   コンデンサに充電された電荷を放電せしめるようにした
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第５項記載のスイッチング
   電源回路において、上記放電トランジスタの導通期間を
   上記トランスからの発生パルスを微分した微分パルスに
   より規定するための微分回路を設けたことを特徴とする
   スイッチング電源回路。