JPH0412660B2 - - Google Patents
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- JPH0412660B2 JPH0412660B2 JP21181483A JP21181483A JPH0412660B2 JP H0412660 B2 JPH0412660 B2 JP H0412660B2 JP 21181483 A JP21181483 A JP 21181483A JP 21181483 A JP21181483 A JP 21181483A JP H0412660 B2 JPH0412660 B2 JP H0412660B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/208—Frequency-division multiple access [FDMA]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
この発明は、位相変調信号用の再生中継器に関
する。 位相変調信号（PSK）の復調には同時検波と
遅延検波が広く用いられている。特に後者はキヤ
リア信号再生を必要としないので、多少の劣化
（1.4dB程度）を許容すれば簡単な復調器を構成
することができる。ただし逆に、キヤリア位相同
期機能が存在しない為に、遅延線の遅延時間誤差
（Te秒：世紀の値はシンボル周期Ｔ）、温度変化
Ｇ／deg）そして中間周波数foの（RFと言つても
よい）変動△ωIFにより次式で示される定常位相
差θe〔rad〕が発生する。 θe2πfo×（使用温度範囲）×Ｇ×Ｔ＋2πfo・Te
＋△ωIF・Te 従つて、これら諸量の変動が激しい所では使用
できない訳である。特に衛生通信の狭帯域通信方
式（例えば（SCPC；Single Channel Per
Carrier）においては、伝送レートＲに比べて先
の△ωIFが大きく、従来の遅延検波回路では劣化
が非常に大きくなる。 さらに送信キヤリアずれと受信バンドパスフイ
ルタ（デイジタル処理による場合には後で記す様
にフイルターバンクが対応する）の中心周波数と
のずれによる劣化も解消しない。 本発明の目的はこのような劣化の吸収を目的と
した中継器を提供することにある。 本発明によれば、Ｋ相位相変調情報を復調し、
別途定められた変調方式により再変調して送信す
る中継器において、現在の受信信号と１シンボル
前の受信信号との位相差を検出することによりＫ
相位相情報を検出する位相差検出器と、前記位相
差から前記位相差の（2π／Ｋ）をステツプ・サイズ とした量子化値を減ずる位相誤差検出器と、該位
相誤差検出器の出力を平滑化する低域波器と、
前記現在の受信信号の位相ないし前記位相差検出
器出力の位相ないし前記１シンボル前の受信信号
の位相の内いづれかに前記低域波器出力の出力
位相量に応じた位相推移を行なう位相推移器とを
含み、検出されたＫ相位相情報を再変調して中継
すると同時に、前記低域波器出力を別途定めら
れた方式により、送信側へ返送し、送信側の送信
キヤリア周波数を制御することを特徴とする中継
器が得られる。 次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。はじめにIFずれによる遅延検波の劣化対
策に付いて記す。 第１図は従来から知られている遅延検波器のブ
ロツク図である。図中２はシンボル周期Ｔの遅延
回路、１は現在の受信信号（端子２０３）と一シ
ンボル前の受信信号（端子２０４）との位相差を
検出する位相差検出器である。端子１００は受信
信号の入力端子、端子１０１は遅延検波出力端子
である。 近年、復調器のデイタル化が進み、遅延検波方
式もデイジタル処理による方式が求められる様に
なつてきた。この場合、送信信号は一旦送信キヤ
リアとほぼ同一周波数で乗積検波を行い、複素ベ
ースバンド信号ｘ（ｔ）を得て、これをＡ／Ｄ変
換器により複素デイジタル信号Ｘ（kT）（ｋ＝整
数）に変換しデイジタル処理により遅延検波を行
うことになる。第２図はその乗積検波器３のブロ
ツク図を示す。図中３５は送信キヤリアと同一周
波数の発振器、３０と３１はダブルバランストミ
キサー（掛算器）、３２はπ／２移送推移器、３
３，３４は低域波器、３６，３７はＡ／Ｄ変換
器である。出力端子１０２と１０３からは複素デ
イジタル信号Ｘ（kT）の実部、虚部が各々出力さ
れるので、両端子をまとめて端子１０４と表わす
こととする。 第３図は複素デイジタル信号Ｘ（kT）を受け
て、デイジタル処理で遅延検波を行う回路を示す
ブロツク図で構成は第１図と全く同一である。２
は遅延回路であり、この場合デイジタル・メモリ
ーを用いている。１は位送差検出器であるがこれ
は現在の受信信号Ｘ（kT）と１シンボル前の受信
信号Ｘ（（ｋ−１）Ｔ）を端子２０３，２０４から
得て、Ｘ（（ｋ−１）Ｔ）は、その複素共役値X*
（（ｋ−１）Ｔ）（虚部の極性を反転するのみ）を
１１の共役回路（入力をxR＋jXIとすると、その
出力をxR−jXIとする回路）から得て、その間の
位相変化をベクトルＦ→ Ｆ→＝Ｘ（kT）×X*（（ｋ−１）Ｔ） により、複素掛算器１０を用いて得るものであ
る。出力端子１０５へはベクトルＦ→が出力され
る。ベクトルＦ→と送信符号変化の識別は以下の様
に行なわれる。
する。 位相変調信号（PSK）の復調には同時検波と
遅延検波が広く用いられている。特に後者はキヤ
リア信号再生を必要としないので、多少の劣化
（1.4dB程度）を許容すれば簡単な復調器を構成
することができる。ただし逆に、キヤリア位相同
期機能が存在しない為に、遅延線の遅延時間誤差
（Te秒：世紀の値はシンボル周期Ｔ）、温度変化
Ｇ／deg）そして中間周波数foの（RFと言つても
よい）変動△ωIFにより次式で示される定常位相
差θe〔rad〕が発生する。 θe2πfo×（使用温度範囲）×Ｇ×Ｔ＋2πfo・Te
＋△ωIF・Te 従つて、これら諸量の変動が激しい所では使用
できない訳である。特に衛生通信の狭帯域通信方
式（例えば（SCPC；Single Channel Per
Carrier）においては、伝送レートＲに比べて先
の△ωIFが大きく、従来の遅延検波回路では劣化
が非常に大きくなる。 さらに送信キヤリアずれと受信バンドパスフイ
ルタ（デイジタル処理による場合には後で記す様
にフイルターバンクが対応する）の中心周波数と
のずれによる劣化も解消しない。 本発明の目的はこのような劣化の吸収を目的と
した中継器を提供することにある。 本発明によれば、Ｋ相位相変調情報を復調し、
別途定められた変調方式により再変調して送信す
る中継器において、現在の受信信号と１シンボル
前の受信信号との位相差を検出することによりＫ
相位相情報を検出する位相差検出器と、前記位相
差から前記位相差の（2π／Ｋ）をステツプ・サイズ とした量子化値を減ずる位相誤差検出器と、該位
相誤差検出器の出力を平滑化する低域波器と、
前記現在の受信信号の位相ないし前記位相差検出
器出力の位相ないし前記１シンボル前の受信信号
の位相の内いづれかに前記低域波器出力の出力
位相量に応じた位相推移を行なう位相推移器とを
含み、検出されたＫ相位相情報を再変調して中継
すると同時に、前記低域波器出力を別途定めら
れた方式により、送信側へ返送し、送信側の送信
キヤリア周波数を制御することを特徴とする中継
器が得られる。 次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。はじめにIFずれによる遅延検波の劣化対
策に付いて記す。 第１図は従来から知られている遅延検波器のブ
ロツク図である。図中２はシンボル周期Ｔの遅延
回路、１は現在の受信信号（端子２０３）と一シ
ンボル前の受信信号（端子２０４）との位相差を
検出する位相差検出器である。端子１００は受信
信号の入力端子、端子１０１は遅延検波出力端子
である。 近年、復調器のデイタル化が進み、遅延検波方
式もデイジタル処理による方式が求められる様に
なつてきた。この場合、送信信号は一旦送信キヤ
リアとほぼ同一周波数で乗積検波を行い、複素ベ
ースバンド信号ｘ（ｔ）を得て、これをＡ／Ｄ変
換器により複素デイジタル信号Ｘ（kT）（ｋ＝整
数）に変換しデイジタル処理により遅延検波を行
うことになる。第２図はその乗積検波器３のブロ
ツク図を示す。図中３５は送信キヤリアと同一周
波数の発振器、３０と３１はダブルバランストミ
キサー（掛算器）、３２はπ／２移送推移器、３
３，３４は低域波器、３６，３７はＡ／Ｄ変換
器である。出力端子１０２と１０３からは複素デ
イジタル信号Ｘ（kT）の実部、虚部が各々出力さ
れるので、両端子をまとめて端子１０４と表わす
こととする。 第３図は複素デイジタル信号Ｘ（kT）を受け
て、デイジタル処理で遅延検波を行う回路を示す
ブロツク図で構成は第１図と全く同一である。２
は遅延回路であり、この場合デイジタル・メモリ
ーを用いている。１は位送差検出器であるがこれ
は現在の受信信号Ｘ（kT）と１シンボル前の受信
信号Ｘ（（ｋ−１）Ｔ）を端子２０３，２０４から
得て、Ｘ（（ｋ−１）Ｔ）は、その複素共役値X*
（（ｋ−１）Ｔ）（虚部の極性を反転するのみ）を
１１の共役回路（入力をxR＋jXIとすると、その
出力をxR−jXIとする回路）から得て、その間の
位相変化をベクトルＦ→ Ｆ→＝Ｘ（kT）×X*（（ｋ−１）Ｔ） により、複素掛算器１０を用いて得るものであ
る。出力端子１０５へはベクトルＦ→が出力され
る。ベクトルＦ→と送信符号変化の識別は以下の様
に行なわれる。
【表】
→
たたし、arg〓F〓はベクトルF のeｊｏから
の偏角を示す。
上表を図示したのが第４図である。この図に対
応する識別回路としては端子１０５の複素デイジ
タル値Ｆ→をアドレスにし、それに対応する送信符
号の位相変化識別値を出力とした読出し専用メモ
リ（ROM）を用いることができる。 第５図はキヤリアオフセツト吸収形の遅延検波
器の一実施例のブロツク図を示す図である。図中
参照数字１と２は第１図の１と２と各々同一のも
のである。第１図の回路に４相PSK波を入力す
ると、出力端子１０１へは θo（ｔ）＝π／２・ｌ＋△ωIF・Ｔ（ｌ＝０、１、−
１、 ２） が得られる。ここでは遅延検波の劣化要因として
は、△ωIFのみを考えた。第５図の４は上式△ωIF
Ｔだけを検出する位相誤差検出器で第４図に示し
た識別回路４０とその入出力信号の位相の差を得
る位相差検出器１′から成つている。上記θo（ｔ）
の右辺第１項の値は識別回路４０の出力と同一で
あるので、位相差検出器１′の出力θoは θe＝π／２ｌ＋△ωIF・Ｔ−π／２ｌ＝△ωIFＴ となる。もし受信信号が無歪で無雑音状態であれ
ば、ここで得られたθeは定常位相誤差に対応する
が、一般には受信入力信号には歪も存在し、雑音
もある。そこで定常位相誤差はθe（ｔ）の平均値
Ｅ｛θe（ｔ）｝から求める必要がある。その平均化
を行なうのが低域通過波器５０である。これに
より求められたＥ｛θe（ｔ）｝は、その極性をイン
バータ５１により反転され−Ｅ｛θe（ｔ）｝となる。
Ｘ（kT）とＸ（（ｋ−１）Ｔ）との間にＥ｛θe（ｔ）
｝
なる定常位相誤差が存在するのであるのでＸ
（kT）の位相を−Ｅ｛θe（ｔ）｝だけ回してやれば
良いことが分る。そこで位相推移器５２によりイ
ンバータ出力値だけ位相を回転（加算）させてや
れば良い訳である。これによりブロツク５２，
１，４０，１′，５０，５１は一次の帰還制御系
を構成していることが分る。この場合、△ωIFＴ
によるθe（ｔ）を雰にする為には帰還制御系は完
全積分器をループに含ませる必要がある。その為
に低域通過波器５０を完全積分器にすることが
望ましい。第５図のブロツク５は位相ベースで記
されたブロツク図であるが複素デイジタル値ベー
スではブロツク５は第６図の様になる。すなわち
ブロツク１′の出力はej〓e(t)なるベクトルである。
そこでej〓e(t)＝cosθe（ｔ）＋jsinθe（ｔ）のうち
、虚
数部のみ抽出する虚部抽出器５５によりsinθe
（ｔ）θe（ｔ）が抽出され、この出力は５０の実
入力積分回路で積分され、その出力がインバータ
で反転され−Ｅ｛θe（ｔ）｝となる。５４はROM
でe-jE{〓e(t)}を出力する。５３は複素掛算器で、
入力信号Ｘ（kT）にe-jE{〓e(t)}が掛けられ、Ｘ
（kT）の位相は−Ｅ｛θe（ｔ）｝だけ回転されるこ
とになる。 以上の様に第５図で示した様な遅延検波器を用
いることにより、遅延検波回路としての劣化は吸
収することができる。 次に衛生上における再生中継をグループ復調す
る場合を考えてみよう。この場合地上の電話回線
のアナログ・デイジタル変換、すなわちFDM回
線からTDM回線への変換、に用いられているト
ランス・マルチプレクサーの技術が有望である。
本技術はFDM回線が電話一回線分のSSB信号を
4KHzづつ規則正しく並べられていることを利用
して、グループ帯域信号を高速サンプリングして
FFT（高速フーリエ変換）を利用したフイルター
バンクによつて各チヤンネルのデイジタル・ベー
スバンド信号を得るものである。第７図にこの様
子を示す。７００がトランス−マルチプルクサー
で入力端子には複数個のSCPC（Single Channel
Per Carrier）波がほぼ△Ｂのキヤリア・スペー
シングで並んでいるFDM入力が加えられる。こ
の信号は出力端子１０８から各チヤンネルのデイ
ジタル化複素ベースバンド信号が得られる。この
時にFDM信号の時の各SCPC波が規則的に△Ｂ
のキヤリアスペーシングで並んでいれば、端子１
０８で得られる各チヤンネルのベースバンド信号
は周波数オフセツトを有しない。衛生のSCPCの
場合RFが４〜30GHz帯でその周波数安定度もそ
う高くないので、各局が独立に送出するキヤリア
が規則的に並ぶことは期待できない。そこで、各
チヤンネルのベース・バンド信号には周波数オフ
セツトが発生する訳である。この周波数オフセツ
トは、先に述べた遅延検波器を用いることにより
何ら問題なく復調できる。ただし、トランス・マ
ルチプレクサーは一種のバンドパス・フイルター
バンクであるので入力信号のキヤリアずれの為
に、このバンドパス・フイルターの中心周波数か
ら入力信号キヤリアがずれることによつて奇対称
な周波数歪みを受けることになり各チヤンネルの
ベースバンド信号は直交干渉に満ちたものになつ
てしまう。これを吸収する確実な方法は送信側の
キヤリア周波数の制御することである。この制御
信号として、第５図に示した遅延検波器の低域
波器出力がある。この出力は△ωIFに比例した値
を出力するのでこの値を送信側に返送し、この値
に従つて送信キヤリア周波数を制御することによ
つてバンドパス・フイルタの中心周波数と、キヤ
リア周波数とのずれを吸収することができる。し
かも、この為に受信側では特別な周波数オフセツ
ト検出器等は必要としない訳である。第８図が本
発明の一実施例のブロツクを示す図である。３０
０が中継器のアンテナで、３０１のサーキユレー
タで受信信号は端子１０７へ導かれる。２５０は
受信を希望するチヤンネル用のバンドパスフイル
タである。３は第２図に示した乗積検波器を示し
ている。ここで２５０と３（１５０）とは第７図
に示したトランス・マルチプレクサーの一出力と
考えてもよい。９は第５図に示した遅延検波器で
検波出力は端子１０１へ、低域波器５０の出力
は端子１０６へ出力される。６は中継器の送信部
であり、送信用バツフアー６１へは検波出力と低
域波器５０の出力とが加えられ、このバツフア
ー中で第９図に示す様に検波出力９０、低域波
器出力９１、の順に並べられる。このデータは次
の送信器６２によつて送信アンテナ３００へ送ら
れる。 次に送信側であるが、３０２がアンテナ、３０
３がサーキユレータで受信信号は受信部８へ送ら
れ、復調器８０でデータで復調され、８１のデマ
ルチプレクサーによつて受信データから低域波
器出力値が分離・抽出される。７は送信部で中間
周波帯送信部７０の出力をRF帯の発振器７２に
よりRF帯に上げアンテナ３０２へ導くのである。
この時に８１のデマルチ・プレクサーからの低域
波器出力に従つて発振器７２の周波数を制御す
る訳である。なお低域波器出力情報は、あまり
頻繁に返送する必要はなく、その為のデータ量は
中継データに比較して無視しうる程度のものであ
る。 なお、本実施例において復調再生された情報は
新たにSCPC形式で再送信される場合も、複数チ
ヤンネルまとめられてTDM形式で再送信される
場合もある。 第１０図と第１１図はキヤリア・オフセツト吸
収形遅延検波器の別の一実施例のブロツク図であ
る。各図の構成要素は第５図の構成要素の同一参
照番号のものと対応している。第５図と第１０
図、第１１図の違いは位相推移器５２の位置であ
る。１の位相差検出器は位相差を検出する減算器
であるので、同じく単なる加算器として働いてい
る位相推移器５２をその出力側へ移しても（第１
０図）また他の入力端子に極性を変えて（インバ
ータ５１を省略して）移しても（第１１図）全く
同様の機能が実現できる。 以上の様に本発明によれば、キヤリア・スペー
シングが不ぞろいな複数個のSCPC波のグループ
復調を大きな劣化なしに行うことのできる中継器
を提供することができる訳である。
たたし、arg〓F〓はベクトルF のeｊｏから
の偏角を示す。
上表を図示したのが第４図である。この図に対
応する識別回路としては端子１０５の複素デイジ
タル値Ｆ→をアドレスにし、それに対応する送信符
号の位相変化識別値を出力とした読出し専用メモ
リ（ROM）を用いることができる。 第５図はキヤリアオフセツト吸収形の遅延検波
器の一実施例のブロツク図を示す図である。図中
参照数字１と２は第１図の１と２と各々同一のも
のである。第１図の回路に４相PSK波を入力す
ると、出力端子１０１へは θo（ｔ）＝π／２・ｌ＋△ωIF・Ｔ（ｌ＝０、１、−
１、 ２） が得られる。ここでは遅延検波の劣化要因として
は、△ωIFのみを考えた。第５図の４は上式△ωIF
Ｔだけを検出する位相誤差検出器で第４図に示し
た識別回路４０とその入出力信号の位相の差を得
る位相差検出器１′から成つている。上記θo（ｔ）
の右辺第１項の値は識別回路４０の出力と同一で
あるので、位相差検出器１′の出力θoは θe＝π／２ｌ＋△ωIF・Ｔ−π／２ｌ＝△ωIFＴ となる。もし受信信号が無歪で無雑音状態であれ
ば、ここで得られたθeは定常位相誤差に対応する
が、一般には受信入力信号には歪も存在し、雑音
もある。そこで定常位相誤差はθe（ｔ）の平均値
Ｅ｛θe（ｔ）｝から求める必要がある。その平均化
を行なうのが低域通過波器５０である。これに
より求められたＥ｛θe（ｔ）｝は、その極性をイン
バータ５１により反転され−Ｅ｛θe（ｔ）｝となる。
Ｘ（kT）とＸ（（ｋ−１）Ｔ）との間にＥ｛θe（ｔ）
｝
なる定常位相誤差が存在するのであるのでＸ
（kT）の位相を−Ｅ｛θe（ｔ）｝だけ回してやれば
良いことが分る。そこで位相推移器５２によりイ
ンバータ出力値だけ位相を回転（加算）させてや
れば良い訳である。これによりブロツク５２，
１，４０，１′，５０，５１は一次の帰還制御系
を構成していることが分る。この場合、△ωIFＴ
によるθe（ｔ）を雰にする為には帰還制御系は完
全積分器をループに含ませる必要がある。その為
に低域通過波器５０を完全積分器にすることが
望ましい。第５図のブロツク５は位相ベースで記
されたブロツク図であるが複素デイジタル値ベー
スではブロツク５は第６図の様になる。すなわち
ブロツク１′の出力はej〓e(t)なるベクトルである。
そこでej〓e(t)＝cosθe（ｔ）＋jsinθe（ｔ）のうち
、虚
数部のみ抽出する虚部抽出器５５によりsinθe
（ｔ）θe（ｔ）が抽出され、この出力は５０の実
入力積分回路で積分され、その出力がインバータ
で反転され−Ｅ｛θe（ｔ）｝となる。５４はROM
でe-jE{〓e(t)}を出力する。５３は複素掛算器で、
入力信号Ｘ（kT）にe-jE{〓e(t)}が掛けられ、Ｘ
（kT）の位相は−Ｅ｛θe（ｔ）｝だけ回転されるこ
とになる。 以上の様に第５図で示した様な遅延検波器を用
いることにより、遅延検波回路としての劣化は吸
収することができる。 次に衛生上における再生中継をグループ復調す
る場合を考えてみよう。この場合地上の電話回線
のアナログ・デイジタル変換、すなわちFDM回
線からTDM回線への変換、に用いられているト
ランス・マルチプレクサーの技術が有望である。
本技術はFDM回線が電話一回線分のSSB信号を
4KHzづつ規則正しく並べられていることを利用
して、グループ帯域信号を高速サンプリングして
FFT（高速フーリエ変換）を利用したフイルター
バンクによつて各チヤンネルのデイジタル・ベー
スバンド信号を得るものである。第７図にこの様
子を示す。７００がトランス−マルチプルクサー
で入力端子には複数個のSCPC（Single Channel
Per Carrier）波がほぼ△Ｂのキヤリア・スペー
シングで並んでいるFDM入力が加えられる。こ
の信号は出力端子１０８から各チヤンネルのデイ
ジタル化複素ベースバンド信号が得られる。この
時にFDM信号の時の各SCPC波が規則的に△Ｂ
のキヤリアスペーシングで並んでいれば、端子１
０８で得られる各チヤンネルのベースバンド信号
は周波数オフセツトを有しない。衛生のSCPCの
場合RFが４〜30GHz帯でその周波数安定度もそ
う高くないので、各局が独立に送出するキヤリア
が規則的に並ぶことは期待できない。そこで、各
チヤンネルのベース・バンド信号には周波数オフ
セツトが発生する訳である。この周波数オフセツ
トは、先に述べた遅延検波器を用いることにより
何ら問題なく復調できる。ただし、トランス・マ
ルチプレクサーは一種のバンドパス・フイルター
バンクであるので入力信号のキヤリアずれの為
に、このバンドパス・フイルターの中心周波数か
ら入力信号キヤリアがずれることによつて奇対称
な周波数歪みを受けることになり各チヤンネルの
ベースバンド信号は直交干渉に満ちたものになつ
てしまう。これを吸収する確実な方法は送信側の
キヤリア周波数の制御することである。この制御
信号として、第５図に示した遅延検波器の低域
波器出力がある。この出力は△ωIFに比例した値
を出力するのでこの値を送信側に返送し、この値
に従つて送信キヤリア周波数を制御することによ
つてバンドパス・フイルタの中心周波数と、キヤ
リア周波数とのずれを吸収することができる。し
かも、この為に受信側では特別な周波数オフセツ
ト検出器等は必要としない訳である。第８図が本
発明の一実施例のブロツクを示す図である。３０
０が中継器のアンテナで、３０１のサーキユレー
タで受信信号は端子１０７へ導かれる。２５０は
受信を希望するチヤンネル用のバンドパスフイル
タである。３は第２図に示した乗積検波器を示し
ている。ここで２５０と３（１５０）とは第７図
に示したトランス・マルチプレクサーの一出力と
考えてもよい。９は第５図に示した遅延検波器で
検波出力は端子１０１へ、低域波器５０の出力
は端子１０６へ出力される。６は中継器の送信部
であり、送信用バツフアー６１へは検波出力と低
域波器５０の出力とが加えられ、このバツフア
ー中で第９図に示す様に検波出力９０、低域波
器出力９１、の順に並べられる。このデータは次
の送信器６２によつて送信アンテナ３００へ送ら
れる。 次に送信側であるが、３０２がアンテナ、３０
３がサーキユレータで受信信号は受信部８へ送ら
れ、復調器８０でデータで復調され、８１のデマ
ルチプレクサーによつて受信データから低域波
器出力値が分離・抽出される。７は送信部で中間
周波帯送信部７０の出力をRF帯の発振器７２に
よりRF帯に上げアンテナ３０２へ導くのである。
この時に８１のデマルチ・プレクサーからの低域
波器出力に従つて発振器７２の周波数を制御す
る訳である。なお低域波器出力情報は、あまり
頻繁に返送する必要はなく、その為のデータ量は
中継データに比較して無視しうる程度のものであ
る。 なお、本実施例において復調再生された情報は
新たにSCPC形式で再送信される場合も、複数チ
ヤンネルまとめられてTDM形式で再送信される
場合もある。 第１０図と第１１図はキヤリア・オフセツト吸
収形遅延検波器の別の一実施例のブロツク図であ
る。各図の構成要素は第５図の構成要素の同一参
照番号のものと対応している。第５図と第１０
図、第１１図の違いは位相推移器５２の位置であ
る。１の位相差検出器は位相差を検出する減算器
であるので、同じく単なる加算器として働いてい
る位相推移器５２をその出力側へ移しても（第１
０図）また他の入力端子に極性を変えて（インバ
ータ５１を省略して）移しても（第１１図）全く
同様の機能が実現できる。 以上の様に本発明によれば、キヤリア・スペー
シングが不ぞろいな複数個のSCPC波のグループ
復調を大きな劣化なしに行うことのできる中継器
を提供することができる訳である。
第１図は従来の遅延検波回路のブロツク図、第
２図は、デイジタル処理による復調を行う為の乗
積検波器のブロツク図、第３図は、複素デイジタ
ル信号用遅延検波回路のブロツク図、第４図は、
４相PSK用の検波出力識別回路の内容を説明す
る為の図、第５図、第６図は、キヤリア・オフセ
ツト吸収形遅延検波器を説明するためのブロツク
図、第７図は、トランスマルチプレクサを説明す
るためのブロツク図、第８図は本発明の一実施例
を示すブロツク図、第９図は本発明の中継器の送
信データ・マオーマツトを示す図である。第１０
図、第１１図はキヤリアオフセツト吸収形遅延検
波器の別の例を説明するためのブロツク図であ
る。 図において、１……位相差検出器、２……遅延
回路、３……乗積検波器、４……位相誤差検出
器、９……キヤリアオフセツト吸収形遅延検波
器、５０……低域波器、５１……インバータ、
５２……位相推移器、６１……送信用バツフア、
６２……送信器、７０……中間周波帯送信部、７
２……発振器、８０……復調器、８１……デマル
チプレクサ、２５０……バンドパスフイルタ、３
００，３０２……アンテナ、３０１，３０３……
サーキユレータ、７００……トランスマルチプレ
クサ、をそれぞれ示す。
２図は、デイジタル処理による復調を行う為の乗
積検波器のブロツク図、第３図は、複素デイジタ
ル信号用遅延検波回路のブロツク図、第４図は、
４相PSK用の検波出力識別回路の内容を説明す
る為の図、第５図、第６図は、キヤリア・オフセ
ツト吸収形遅延検波器を説明するためのブロツク
図、第７図は、トランスマルチプレクサを説明す
るためのブロツク図、第８図は本発明の一実施例
を示すブロツク図、第９図は本発明の中継器の送
信データ・マオーマツトを示す図である。第１０
図、第１１図はキヤリアオフセツト吸収形遅延検
波器の別の例を説明するためのブロツク図であ
る。 図において、１……位相差検出器、２……遅延
回路、３……乗積検波器、４……位相誤差検出
器、９……キヤリアオフセツト吸収形遅延検波
器、５０……低域波器、５１……インバータ、
５２……位相推移器、６１……送信用バツフア、
６２……送信器、７０……中間周波帯送信部、７
２……発振器、８０……復調器、８１……デマル
チプレクサ、２５０……バンドパスフイルタ、３
００，３０２……アンテナ、３０１，３０３……
サーキユレータ、７００……トランスマルチプレ
クサ、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｋ相位相変調情報を復調し、別途定められた
変調方式により再変調して送信する中継器におい
て、 現在の受信信号と１シンボル前の受信信号との
位相差を検出することによりＫ相位相情報を検出
する位相差検出器と、前記位相差から前記位相差
の（2π／Ｋ）をステツプ・サイズとした量子化値を 減ずる位相誤差検出器と、該位相誤差検出器の出
力を平滑化する低域波器と、前記現在の受信信
号の位相ないし、前記位相差検出器出力の位相な
いし、前記１シンボル前の受信信号の位相の内い
づれかに前記低域波器出力の出力位相量に応じ
た位相推移を行なう位相推移器とを含み、検出さ
れたＫ相位相情報を再変調して中継すると同時
に、前記低域波器出力を別途定められた方式に
より送信側へ返送し、送信側の送信キヤリア周波
数を制御することを特徴とする中継器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21181483A JPS60103854A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | 中継器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21181483A JPS60103854A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | 中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60103854A JPS60103854A (ja) | 1985-06-08 |
| JPH0412660B2 true JPH0412660B2 (ja) | 1992-03-05 |
Family
ID=16612033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21181483A Granted JPS60103854A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | 中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60103854A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4841181B2 (ja) * | 2005-06-23 | 2011-12-21 | スタンレー電気株式会社 | 光学素子の固定構造 |
| JP5252056B2 (ja) * | 2011-09-30 | 2013-07-31 | 住友大阪セメント株式会社 | 光デバイス・モジュール |
-
1983
- 1983-11-11 JP JP21181483A patent/JPS60103854A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60103854A (ja) | 1985-06-08 |
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