JPH0525420B2 - - Google Patents
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- JPH0525420B2 JPH0525420B2 JP164285A JP164285A JPH0525420B2 JP H0525420 B2 JPH0525420 B2 JP H0525420B2 JP 164285 A JP164285 A JP 164285A JP 164285 A JP164285 A JP 164285A JP H0525420 B2 JPH0525420 B2 JP H0525420B2
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- Japan
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- modulated wave
- digital
- signal
- interference
- transmission
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロ波帯のデイジタル伝送の中継
器に関する。
器に関する。
（従来技術とその問題点）
従来のマイクロ波帯の中継方式では、１往復シ
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図はその例を示す。図中、１０
０，１０１，１０２は中継器を示し、1，2は２
つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０１
を例に取ると、左右２方向に同一周波数で1送信
し、同一周波数2を逆の左右２方向から受信して
いる。かかる方式については文献桑原守二／監修
「デイジタルマイクロ波通信」（企画センター）に
述べられている。
ステムを２つの搬送波で構成する２周波方式を採
用している。第２図はその例を示す。図中、１０
０，１０１，１０２は中継器を示し、1，2は２
つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０１
を例に取ると、左右２方向に同一周波数で1送信
し、同一周波数2を逆の左右２方向から受信して
いる。かかる方式については文献桑原守二／監修
「デイジタルマイクロ波通信」（企画センター）に
述べられている。
２周波方式は送信と受信とで別の周波数を使用
しているため、送受間干渉を軽減することができ
る。この方式の欠点は次に述べる一周波数方式に
比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
しているため、送受間干渉を軽減することができ
る。この方式の欠点は次に述べる一周波数方式に
比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
第３図は、一周波数方式を説明するための図で
あり、通常送信用と受信用に別々のアンテナを用
意し、その間の干渉をできるだけ少なくする様
に、直横並べて運用するものである。
あり、通常送信用と受信用に別々のアンテナを用
意し、その間の干渉をできるだけ少なくする様
に、直横並べて運用するものである。
第４図は、一周波数方式の送受間干渉の様子を
説明する図であり、第３図の中継器１０１を例に
とつて描かれている。上り回線として信号２０３
が左から右へ信号２０２となつて中継され、下り
回線として信号２０１が左から右へ信号２０２と
なつて中継されている。今、受信信号２０１に対
する送受間干渉を考えてみると、上り回線送信信
号２００からの干渉信号２０３と下り回線送信信
号２０２からの干渉信号２０４が存在する訳であ
る。図中１８０，１８１は各々上り、下り回線用
の再生中継器を示している。
説明する図であり、第３図の中継器１０１を例に
とつて描かれている。上り回線として信号２０３
が左から右へ信号２０２となつて中継され、下り
回線として信号２０１が左から右へ信号２０２と
なつて中継されている。今、受信信号２０１に対
する送受間干渉を考えてみると、上り回線送信信
号２００からの干渉信号２０３と下り回線送信信
号２０２からの干渉信号２０４が存在する訳であ
る。図中１８０，１８１は各々上り、下り回線用
の再生中継器を示している。
第５図は、第４図の送受間干渉のある中継器の
等価ベースバンドモデルを示したものである。図
中１８０′，１８１′は第４図の再生中継器１８
０，１８１に対応する信号識別器（送信符号を識
別する）であり、 遅延回路１３４，１３５，１３６，１３７は送
信用アンテナからの受信用アンテナまでの伝搬時
間に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付い
て回るものである。また掛算器１３０，１３１，
１３２，１３３は各々の搬送周波数の微妙な差に
より発生する干渉波信号の位相回転を表わしてお
り、その回転角速度Δwiは一般に Δwi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉が加わることを示すものである。端子１０
０１，１００３は送受アンテナ、端子１００４，
１００５は受信アンテナに対応する。
等価ベースバンドモデルを示したものである。図
中１８０′，１８１′は第４図の再生中継器１８
０，１８１に対応する信号識別器（送信符号を識
別する）であり、 遅延回路１３４，１３５，１３６，１３７は送
信用アンテナからの受信用アンテナまでの伝搬時
間に対応するもので、送受間干渉信号に必ず付い
て回るものである。また掛算器１３０，１３１，
１３２，１３３は各々の搬送周波数の微妙な差に
より発生する干渉波信号の位相回転を表わしてお
り、その回転角速度Δwiは一般に Δwi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉が加わることを示すものである。端子１０
０１，１００３は送受アンテナ、端子１００４，
１００５は受信アンテナに対応する。
（発明の目的）
本発明の目的は係る送受間干渉を適応制御技術
により除去し、周波数利用効率にすぐれた一周波
方式を実現する装置を提供することにある。
により除去し、周波数利用効率にすぐれた一周波
方式を実現する装置を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は第１のデイジタル変調波を第１の受信
ポートより、上り回線として受け、同変調波を識
別し、前記第１の変調波と同一周波数で再変調
し、第１の受信ポートより第２のデイジタル変調
波として出力し、第３のデイジタル変調波を第２
の受信ポートより下り回線として受け、同変調波
を復調し、前記第２の変調波と同一周波数で第２
の送信ポートより第４のデイジタル変調波として
出力する一周波中継器に於いて、 (a) 前記第１のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第１のフイルタ； (b) 前記第３のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第２のフイルタ； (c) 前記第３のデイジタル変調波の識別前の信号
と前記第１及び第２のフイルタ出力を加算する
加算器； とを含み該加算器出力より前記第１、第２の送信
ポートからの送受間干渉が除去された前記第３の
変調波を得ることを特徴とする一周波中継器であ
る。
ポートより、上り回線として受け、同変調波を識
別し、前記第１の変調波と同一周波数で再変調
し、第１の受信ポートより第２のデイジタル変調
波として出力し、第３のデイジタル変調波を第２
の受信ポートより下り回線として受け、同変調波
を復調し、前記第２の変調波と同一周波数で第２
の送信ポートより第４のデイジタル変調波として
出力する一周波中継器に於いて、 (a) 前記第１のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第１のフイルタ； (b) 前記第３のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第２のフイルタ； (c) 前記第３のデイジタル変調波の識別前の信号
と前記第１及び第２のフイルタ出力を加算する
加算器； とを含み該加算器出力より前記第１、第２の送信
ポートからの送受間干渉が除去された前記第３の
変調波を得ることを特徴とする一周波中継器であ
る。
（構成の詳細な説明）
第５図に送受間干渉の様子を示したが、先に述
べた様にΔwi≪シンボル・レートであることか
ら、掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はそ
の係数がゆつくり変化する複素係数器で置き換え
ることができ、短時間には複素定数係数器として
考えられる。従つて同図内の端子１２００と１２
０１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一の
作用をするフイルタを用意し、これに識別器１８
０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作り、
これを受信アンテナ信号（端子１００５）から減
ずることにより、先の干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔw≠０であるので先のフイル
タはΔwの変化に従つて変化する必要がある。
べた様にΔwi≪シンボル・レートであることか
ら、掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はそ
の係数がゆつくり変化する複素係数器で置き換え
ることができ、短時間には複素定数係数器として
考えられる。従つて同図内の端子１２００と１２
０１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一の
作用をするフイルタを用意し、これに識別器１８
０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作り、
これを受信アンテナ信号（端子１００５）から減
ずることにより、先の干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔw≠０であるので先のフイル
タはΔwの変化に従つて変化する必要がある。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示す図である。図
中、参照番号２００，２０１，２０２，２０３，
１０１は第４図の同一参照数字に対応するもので
ある。
中、参照番号２００，２０１，２０２，２０３，
１０１は第４図の同一参照数字に対応するもので
ある。
１，３はデイジタル変調波をベースバンドの信
号へ変換する復調器、２，４は逆にベースバンド
のデイジタル信号を変調する変調器を示す。５，
６は受信してデイジタル・ベースバンド信号から
送信符号を識別する識別器であり、第５図の参照
番号１８０′，１８１′の識別器に対応するもので
ある。７，８は送受間干渉除去装置であり、その
構成はブロツク８に例をとると識別器５からの識
別直系列を入力として、第５図に示した端子１２
００，１２０１間と同一特性を有するフイルタ８
０と、第５図１２０２，１２０３間と同一特性を
有するフイルタ８１とこれらの出力を送受間干渉
を相殺する為に入力信号から減ずる為の加算器
（減算器）８３から成つている。ここで遅延回路
８２は入力信号とフイルタ８０，８１との相対時
間を単に調整する為のものである。
号へ変換する復調器、２，４は逆にベースバンド
のデイジタル信号を変調する変調器を示す。５，
６は受信してデイジタル・ベースバンド信号から
送信符号を識別する識別器であり、第５図の参照
番号１８０′，１８１′の識別器に対応するもので
ある。７，８は送受間干渉除去装置であり、その
構成はブロツク８に例をとると識別器５からの識
別直系列を入力として、第５図に示した端子１２
００，１２０１間と同一特性を有するフイルタ８
０と、第５図１２０２，１２０３間と同一特性を
有するフイルタ８１とこれらの出力を送受間干渉
を相殺する為に入力信号から減ずる為の加算器
（減算器）８３から成つている。ここで遅延回路
８２は入力信号とフイルタ８０，８１との相対時
間を単に調整する為のものである。
ブロツク７はこれと全く同一の構成を有してお
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
第６図は第１図の実施例の中で、フイルタ８０
の詳細及びその周辺部を示したものである。図中
８０，８３，６は第１図の参照番号８０，８３，
６と同一のものである。８０はトランスバーサ
ル・フイルタと呼ばれるもので、８０１，８０
２，８０３，８０４は遅延回路、８０５，８０
６，８０７，８０８，８０９は係数タツプであ
り、この係数を変化させることにより任意の特性
のフイルタを実現することができる。第６図のブ
ロツク９は係数タツプの係数アダプテイブに制御
する制御装置の一実施例を示したものである。送
受干渉信号は識別器の入出力差（減算器９１を用
いて）により、識別誤差ｅとして検出され、この
誤差は送信符号と本来強い相関を有していること
から、入力端子１１０１から入力される送信符号
とｅとが掛算器９３で相関がとられ、次のローパ
スフイルタ９とで平滑化され、この相関が零にな
る方向にタツプの係数が制御される。
の詳細及びその周辺部を示したものである。図中
８０，８３，６は第１図の参照番号８０，８３，
６と同一のものである。８０はトランスバーサ
ル・フイルタと呼ばれるもので、８０１，８０
２，８０３，８０４は遅延回路、８０５，８０
６，８０７，８０８，８０９は係数タツプであ
り、この係数を変化させることにより任意の特性
のフイルタを実現することができる。第６図のブ
ロツク９は係数タツプの係数アダプテイブに制御
する制御装置の一実施例を示したものである。送
受干渉信号は識別器の入出力差（減算器９１を用
いて）により、識別誤差ｅとして検出され、この
誤差は送信符号と本来強い相関を有していること
から、入力端子１１０１から入力される送信符号
とｅとが掛算器９３で相関がとられ、次のローパ
スフイルタ９とで平滑化され、この相関が零にな
る方向にタツプの係数が制御される。
（発明の効果）
以上の様に本発明によれば従来２周波方式で運
用されてたマイクロ波中継方式は一周波方式で実
現でき、その周波数利用効率は２倍となる。
用されてたマイクロ波中継方式は一周波方式で実
現でき、その周波数利用効率は２倍となる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図はフイルタの構成例を示す図である。 図において、１，３…復調器、２，４…変調
器、５，６…識別器、７…送受間干渉除去装置、
７０，７１，８０，８１…フイルタ、７２，８２
…遅延回路、７３，８３…加算器、をそれぞれ示
す。
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図はフイルタの構成例を示す図である。 図において、１，３…復調器、２，４…変調
器、５，６…識別器、７…送受間干渉除去装置、
７０，７１，８０，８１…フイルタ、７２，８２
…遅延回路、７３，８３…加算器、をそれぞれ示
す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１のデイジタル変調波を第１の受信ポート
より、上り回線として受け、同変調波を識別し、
前記第１の変調波と同一周波数で再変調し、第１
の送信ポートより第２のデイジタル変調波として
出力し、第３のデイジタル変調波を第２の受信ポ
ートより下り回線として受け、同変調波を復調
し、前記第２の変調波と同一周波数で第２の送信
ポートより第４のデイジタル変調波として出力す
る一周波中継器に於いて、 (a) 前記第１のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第１のフイルタ、 (b) 前記第３のデイジタル変調波の識別後の信号
をフイルタリングする第２のフイルタ、 (c) 前記第３のデイジタル変調波の識別前の信号
と前記第１及び第２のフイルタ出力を加算する
加算器、 とを含み該加算器出力より前記第１、第２の送信
ポートからの送受間干渉が除去された前記第３の
変調波を得ることを特徴とする一周波中継器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP164285A JPS61161056A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
| CA000499209A CA1235751A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-08 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| US06/817,380 US4701935A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| AU52119/86A AU574995B2 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency digital radio repeater |
| EP86100232A EP0187672B1 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| DE8686100232T DE3681798D1 (de) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | Einfrequenzfunkrelais fuer ein digitales mikrowellenfunksystem mit kompensation der interfrequenz zwischen sender und empfaenger. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP164285A JPS61161056A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61161056A JPS61161056A (ja) | 1986-07-21 |
| JPH0525420B2 true JPH0525420B2 (ja) | 1993-04-12 |
Family
ID=11507176
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP164285A Granted JPS61161056A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61161056A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001339328A (ja) | 2000-05-25 | 2001-12-07 | Communication Research Laboratory | 受信装置、受信方法、ならびに、情報記録媒体 |
| JP4523817B2 (ja) * | 2003-12-05 | 2010-08-11 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線中継装置 |
-
1985
- 1985-01-09 JP JP164285A patent/JPS61161056A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61161056A (ja) | 1986-07-21 |
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