JPH0413950B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は簡単な回路によりMOS型の電界効果
トランジスタ（以下MOSFETという）の特質を
最も良く活用した自励インバータ回路に関するも
のである。さらに詳しくは自励インバータ回路
は、 (1) 迅速な起動 (2) 円滑な正常運転への移行 (3) 安全かつ有効な正常運転 の３つの条件が必要である。この起動と起動から
正常運転への移行期間は、MOSFETインバータ
において、破損を招き易いという問題があつて、
MOSFETインバータの重要な課題である。本発
明は前述の３つの条件を包括した具体的な実用回
路を得ることを目的とするものである。

［従来の技術］ 従来の自励インバータ回路は、第１図に示すよ
うに、主変圧器１と開閉素子としてのバイポーラ
トランジスタ２，３を主体として構成されていた
が、スイツチング速度がせいぜい50〜100KHzで
あつた。これに対し、開閉素子としてMOSFET
を用い、出力側を磁気増幅器等により定電圧制御
が行われるスイツチングレギユレータは100〜
1000KHzの高周波下の制御が有効に行われ、かつ
インバータ側の開閉素子によるパルス巾制御は不
要で、矩形波の発生のみで足りるという特徴を有
する。

［発明が解決しようとする問題点］ しかし、開閉素子をバイポーラトランジスタに
代えて、第２図のようにMOSFET４，５を用い
ただけでは前記重要条件の１つである起動および
正常運転への移行について問題があつた。

すなわち、第１図に示すような従来のバイポー
ラトランジスタ２，３を用いた場合、起動抵抗６
の回路が存在したままであつても差支えない。そ
れは、起動開始時には整流器７とコンデンサ８の
電圧は、かつこなしの＋、−の方向でトランジス
タ２，３に電流を送るが一旦起動を開始すると、
各トランジスタ２または３のベース電流が矢印の
ように流れてこの整流器７とコンデンサ８の印加
電圧をかつこつきの（＋）、（−）で示すように反
転させ、したがつて起動抵抗６からの電流は整流
器７とコンデンサ８を通じて直接電源の（−）側
に流れて、トランジスタ２，３へのベース電流の
供給は起動開始と同時に停止するからである。

一方、MOSFET４，５を単に置き換えた第２
図の回路の場合では起動時の整流器７とコンデン
サ８の電圧は、バイポーラトランジスタと同様で
あるが、起動開始後においてもこの電圧は消滅し
ない。なぜならゲート、ソース間は一旦充電され
ればゲート電流（Ig）はほとんど零となる。ま
た、この充放電電流も全体として少なく起動抵抗
６から整流器７とコンデンサ８を充電した電圧を
反転または消滅させることは不可能である。この
電圧が図示＋、−の方向で残留していると、折角
起動しても不導通側のMOSFETのゲート、ソー
スは別巻線９と飽和リアクトル１０の動作による
逆バイアス電圧が整流器７の＋、−電圧によつて
妨げられ、遮断に充分な逆電圧が印加されない。
このままでは、不安定な発振がしばらく継続し、
いくばくもなくMOSFET４５は破損に至るもの
である。

したがつて、MOSFETを開閉素子として用い
たスイツチング電源において、このMOSFETの
制御はいわゆる制御ICによつて他励振によつて
行なわれるのが常識とされてきた。

「問題点を解決するための手段］ 本発明は、MOSFETの持つている特徴を最大
限に生かしつつ、上記した問題点を解決するため
になされたもので、電界効果トランジスタと、主
変圧器を主体として構成されるインバータにおい
て、前記主変圧器に別巻線を付加し、この別巻線
の出力側を抵抗を介して飽和リアクトルの両端に
結合し、この飽和リアクトルの両端と前記電界効
果トランジスタのゲート、ソース間に、ゲート、
ソース、飽和リアクトルのループ内でゲート方向
にカソード側が向くように整流器を挿入し、この
整流器のカソード側と入力電源の正電位点とを結
合し、さらに、前記整流器と入力電源の正電位点
との間に挿入され起動後に起動側の影響を消滅さ
せる手段および前記整流器と並列に挿入され起動
後の整流器の電圧を消滅させる手段を具備し、前
記起動後に起動側の影響を消滅させる手段は、抵
抗と電子的開閉素子の直列回路からなり、インバ
ータの発振開始後前記電子的開閉素子をオフする
ようにし、前記起動後の整流器の電圧を消滅させ
る手段は、電子的開閉素子からなり、インバータ
の発振開始後この電子的開閉素子をオンするか、
整流器のアノード、カソード間にインバータ発振
開始後適当な電圧を印加し、アノード、カソード
間の電圧を拘束するようにしてなることを特徴と
する自励インバータ回路である。

このような構成とすることによつて前述の３条
件をすべて満足することができる。

［実施例］ 以下、本発明の実施例を第３図以下の図面に基
いて説明する。

第３図は本発明の基本的回路を示すもので、フ
オワード型インバータを例にして説明する。この
回路において、１１，１２はそれぞれ直流入力電
源の正極端子、負極端子、１３は主変圧器、１４
は開閉素子としてのMOSFETである。前記主変
圧器１３には１次巻線１５、２次巻線１６の他
に、別巻線１７を付加し、この別巻線１７は抵抗
１８を介して飽和リアクトル１９の両端に結合
し、この飽和リアクトル１９の両端は、前記
MOSFET１４のゲート、ソース間とを、間に整
流器２０を介して結合する。前記整流器２０のカ
ソード側と前記正極端子１１との間に、抵抗２１
と補助巻線２２で開閉される電子的開閉素子２３
からなり起動後に起動側の影響を消滅させる手段
２４を結合する。また、前記整流器２０と並列
に、コンデンサ２５を結合するとともに、補助巻
線２６で開閉される電子的開閉素子２７からなり
起動後の整流器２０の電圧を消滅させる手段２８
を結合する。前記主変圧器１３の２次側巻線１６
には、整流平滑回路２９、誤差増幅回路３０を介
して出力端子３１，３２が結合されている。

第４図は、前記起動後に起動側の影響を消滅さ
せる手段２４と起動後の整流器２０の電圧を消滅
させる手段２８を具体化した回路を示すもので、
開閉素子として２個のMOSFET１４Ａ，１４Ｂ
を用いたプツシユプル型インバータの場合を例と
する。

前記起動後の整流器２０の電圧を消滅させる手
段２８は、主変圧器１３に設けた補助巻線２６に
整流器３３、堰層電圧素子として作用するツエナ
ーダイオード２７、抵抗３４を直列回路に結合し
た回路で構成し、これを前記整流器２０と並列に
結合してなるものである。

また、前記起動後に起動側の影響を消滅させる
手段２４は、電子的開閉素子としてのトランジス
タ２３、起動抵抗２１、補助巻線２２、ダイオー
ド４１、ゴンデンサ４２、抵抗４３，４４で構成
されている。

１９は飽和リアクトルで、その１次巻線３５は
抵抗１８を介して前記別巻線１７に結合し、２次
巻線３６Ａ，３６Ｂの一端はそれぞれ抵抗３７，
３８を介してMOSFET１４Ａ，１４Ｂのゲート
に結合され、他端は整流器２０のカソード側に結
合されている。

つぎに、この第４図の回路の正常運転時の動作
を説明する。

正常運転時には、整流器２０の両端に、正方向
（第４図の＋、−方向）の電圧が保持されている。
ここで、一方のMOSFET１４Ａが第５図T₀時に
おいて導通されているものとすると、ゲート電圧
（Vg）がMOSFET１４Ａのゲート、ソース間に
印加されているので、このMOSFET１４Ａの導
通は保持されている。さらに、導通が継続して
T₁時に至ると、変成作用を有する飽和リアクト
ル１９は急速に飽和して、短絡状態となる。する
と、MOSFET１４Ａのゲート、ソース間のキヤ
パシタンスはMOSFET１４Ａのゲート→抵抗３
７→２次巻線３６Ａ→コンデンサ２５→ソースを
通じて放電され、この放電電流は第５図ｂに実線
で示したようにIg（−）のようになる。

なお、抵抗３７のゲート、ソース間キヤパシタ
と回路間のストレイインダクタンスとによる共振
を抑制するものであつて本発明に必要な要件では
ない。

放電が完了に近づいてT₂時に至りゲート電圧
（Vg）が充分に抵下して、ゲートしきい電圧
（Vth）以下になるとドレイン電流（Id）は遮断
を開始し、T₃時に至ると、今まで飽和していた
MOSFET１４Ａのドレイン、ソース間は電圧
（Vds）を負担し始める。しかる後は主変圧器１
３中のインダクテイブエネルギーによつて電源電
圧の２倍の電圧が（Vds）として最終的に負担さ
れる。このとき、主変圧器１３の励振用電圧
（Vt）は反転し、この反転した電圧は抵抗１８→
１次巻線３５を介して他方の２次巻線３６Ｂに電
圧を誘起し、この電圧が抵抗３８を介して他方の
MOSFET１４Ｂの導通を保持させる。この時の
充電電位は第５図ｂのIg₂である。

かくしてMOSFET１４Ａと１４Ｂの反転は完
了し、以後交互に反転を繰り返してインバータ動
作をこなすものである。

なお、第５図において、T₃−T₄間のIdc（＋）
はMOSFET１４Ａの電圧上昇時にドレイン、ソ
ース間のキヤパシタに蓄えられる充電電流であつ
て、これはドレイン、ソース間電圧（Vds）の下
降時にIdc（−）となつて電源側に返還されるので
電力損失とはならない。ちなみに、次式が成立す
る。

Idc（＋）＝Ｃｄ（Vds）／dt Idc（−）＝Ｃｄ（−Vds）／dt ここで、Ｃはドレイン、ソース間キヤパシタで
ある。

第４図の飽和リアクトル１９に使用される鉄芯
は第６図Ａのように急峻な角型特性をもつ材質の
ものを使用するのが望ましく、これはいわゆるス
クエアスーパーマイ等によつて目的を達せられ、
フエライト等のＢのような特性のものでは好結果
は得られない。

また、MOSFET１４にて急速のオン、オフを
行うには第７図のように補助トランジスタ３９，
４０を使用してオン、オフ時のMOSFET１４の
ゲート、ソースの充放電を急速に行うのが常識と
なつているが、これにても100〜1000KHzの高周
波になると補助トランジスタ３９，４０の信号へ
の追随速度が問題となる。また、信号自体500K
Hz等の高周波を得ることは困難となる。

本発明では飽和リアクトルを使用しているの
で、この放電は極めて高速に行うことができるも
のである。ちなみに本発明において、充電は少し
く遅いが、出力側に磁気増幅器が採用される回路
では第５図ａのIdに示されるようにMOSFETの
ターンオン時にはドレイン電流が零なので、ター
ンオン動作は遅くても、そのターンオン損失はほ
とんど零であり、一向に差支えない。

以上は正常運転時の動作を説明したが、いかに
うまく動作し得ても、起動が簡単な方法で円滑に
行わなれければ意味をなさない。以下起動および
正常運転への移行について説明する。

第４図において電子的開閉素子２３がないもの
として、入力電源を印加し始めると、正極端子１
１側より抵抗２１を通る電流は整流器２０によつ
て阻止されて、コンデンサ２５を充電し整流器２
０のカソード側が（＋）電位となる。そのため抵
抗２１からの電流は２次巻線３６Ａ，３６Ｂで分
流し、MOSFET１４Ａおよび１４Ｂのゲート、
ソース間に流れる。これは各MOSFET１４Ａ，
１４Ｂのゲート、ソース間を充電し始める。入力
電源電圧がさらに高くなつて、この充電された電
圧がゲートしきい値電圧に達すると、MOSFET
１４Ａおよび１４Ｂの微少の特性の差により一方
が先に導通する。主変圧器１３に少し電圧が発生
しこれにより励振用電圧（Vt）が発生する。こ
こで一方のMOSFET１４Ａが導通したものとす
ると、前記電圧（Vt）は、導通したMOSFET１
４Ａ側に印加されて導通を保持させると共に導通
の遅れたMOSFET１４Ｂ側のゲート、ソース間
に逆電圧を加えて遮断を保持させる。

一旦この状態になると、後は正常運転の状態が
少しく現出する。ここ迄は起動開始であるが、こ
の起動開始から正常運転への移行にMOSFETの
場合前述の通り困難が存在する。そこで、不安定
な起動時の発振から安定な正常運転への移行する
には、起動抵抗２１からMOSFET１４Ａまたは
１４Ｂのゲートへの電流を遮断し、かつ整流器２
０とコンデンサ２５の正負の電位を零に近く拘束
することが必要である。そうすれば前述のような
正常運転が安定して行なわれる。そのために、第
３図および第４図に示すように、整流器２０と正
極端子１１との間に、起動後に起動側の影響を消
滅させる手段２４を設けたものである。第４図か
ら明らかなように、起動時にはトランジスタ２３
を通じて抵抗２１より起動に必要な電流が供給さ
れるが、一旦起動して主変圧器１３の補助コイル
２２に電圧を少しく発生すればこの電圧によつて
抵抗４３、ダイオード４１等を介してトランジス
タ２３のベース、エミツタ間に、逆電圧を印加し
てトランジスタ２３を遮断し、抵抗２１を通る電
流を遮断せしめて正常運転への移行を円滑させる
ものである。

つぎに、前記整流器２０の電圧を消滅させる手
段２８の具体的実施例として第４図、第８図およ
び第９図について説明する。

第４図において、入力電源投入後、起動抵抗２
１からの電流により、MOSFET１４Ａ，１４Ｂ
が起動を開始し、不安定ながら発振を始める。主
変圧器１３の補助巻線２６に（Vt₂）なる電圧が
誘起される。最初整流器２０のコンデンサ２５の
電圧はカソード側が正であるが補助巻線２６の誘
起電圧（Vt₂）によつて、整流器２０のアノード
側が正となる方向に移行し、かつ保持されて安定
な正常運転に移行するものである。なお、電圧
（Vt₂）を誘起するための補助巻線２６は前記別
巻線１７を利用しても差支えない。

また、ツエナーダイオード２７はこれがないと
起動時の抵抗２１よりの電流は矢印のように流れ
てMOSFET１４Ａ，１４Ｂのゲート、ソース間
に電圧を誘起せず、従つて発振は不可能である
が、ツエナーダイオード２７を挿入することによ
つて最低このツエナー電圧（V_z）分はMOSFET
１４Ａ，１４Ｂのゲート、ソース間に印加され、
これがゲートしきい値電圧より高ければ起動を開
始するものである。第８図および第９図は前記整
流器２０の電圧を消滅させる手段２８の他の応用
例である。

即ち、第８図においては発振開始直後に補助巻
線２６に発生した電圧をダイオード４７、抵抗４
８等を介してトランジスタ２７に印加してこれを
導通し整流器２０とコンデンサ２５の電圧を短絡
するものであり、また、第９図はツエナーダイオ
ード２７、抵抗５０、整流器４９または５１によ
り発振開始後、点線のような方向の電流で整流器
２０とコンデンサ２５の電圧を整流器２０のアノ
ード側が正となる方向に拘束するものであり、全
体の理論構成は第４図の場合と同様である。

つぎに第３図はフオワード型インバータを示
し、第４図はプツシユプル型インバータを示した
が、その他ハーフブリツジ型インバータにも応用
できる。その他フルブリツジ型、フライバツク型
等総ての型式に本発明は適用することが可能であ
る。

また第１０図は飽和リアクトル１９の代りに不
飽和リアクトル５４を置き、この巻線上の一部に
飽和リアクトル１９を並列に結合した実施例であ
るがこの場合も理論上動作は以上の場合は全く同
様である。

［発明の効果］ 本発明は上述のように構成したので、迅速な起
動、円滑な正常運転への移行、安全かつ有効な正
常運転の条件を悉く満足できる自励インバータ回
路を得ることができる。特に1MHzまたはそれ以
上の高周波自励インバータ回路を得ることが可能
である。

【図面の簡単な説明】

第１図はバイポーラトランジスタを用いた従来
の自励インバータ回路、第２図はバイポーラトラ
ンジスタに代えてMOSFETを用いた自励インバ
ータ回路、第３図は本発明によるフオワード型イ
ンバータ回路の電気回路図、第４図は本発明によ
るプツシユプル型インバータ回路の電気回路図、
第５図ａ，ｂは各部の特性図、第６図は飽和リア
クトルに使用される鉄芯の特性図、第７図は
MOSFETのスイツチング用としてトランジスタ
を用いた場合の電気回路図、第８図、第９図およ
び第１０図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す
電気回路図である。 １１……正極端子、１２……負極端子、１３…
…主変圧器、１４Ａ，１４Ｂ……MOSFET、１
７……別巻線、１８……抵抗、１９……飽和リア
クトル、２０……整流器、２１……起動抵抗、２
３，２７……電子的開閉素子、２４……起動後に
起動側の影響を消滅させる手段、２８……起動後
の整流器の電圧を消滅させる手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電界効果トランジスタと、主変圧器を主体と
   して構成されるインバータにおいて、前記主変圧
   器に別巻線を付加し、この別巻線の出力側を抵抗
   を介して飽和リアクトルの両端に結合し、この飽
   和リアクトルの両端と前記電界効果トランジスタ
   のゲート、ソース間に、ゲート、ソース、飽和リ
   アクトルのループ内でゲート方向にカソード側が
   向くように整流器を挿入し、この整流器のカソー
   ド側と入力電源の正電位点とを結合し、さらに、
   前記整流器と入力電源の正電位点との間に挿入さ
   れ起動後に起動側の影響を消滅させる手段および
   前記整流器と並列に挿入され起動後の整流器の電
   圧を消滅させる手段を具備し、前記起動後に起動
   側の影響を消滅させる手段は、抵抗と電子的開閉
   素子の直列回路からなり、インバータの発振開始
   後前記電子的開閉素子をオフするようにし、前記
   起動後の整流器の電圧を消滅させる手段は、電子
   的開閉素子からなり、インバータの発振開始後こ
   の電子的開閉素子をオンするか、整流器のアノー
   ド、カソード間にインバータ発振開始後適当な電
   圧を印加し、アノード、カソード間の電圧を拘束
   するようにしてなることを特徴とする自励インバ
   ータ回路。 ２ 起動後に起動側の影響を消滅させる手段にお
   ける電子的開閉素子はトランジスタからなる特許
   請求の範囲第１項記載の自励インバータ回路。 ３ 起動後に起動側の影響を消滅させる手段にお
   ける電子的開閉素子は、ツエナーダイオードから
   なる特許請求の範囲第１項記載の自励インバータ
   回路。