JPH04145489A - 車両用蛍光表示管のフィラメント駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、車両用蛍光表示管のフィラメントを駆動する
回路に関する。

［従来の技術］ 従来の車両用蛍光表示管のフィラメント駆動回路には、
フィラメントに流す電流が直流のものと交流のものかあ
るが、直流電源であるバッテリを用いているので、直流
型の方か交流型に比べて構成が簡単である。

第８図に示すように、従来の直流型のフィラメント駆動
回路は、定電圧回路ｌＯＯを備えている。

この定電圧回路１００は、バッテリｖｂからグランドＣ
Ｄに向かって順に抵抗１０１とツェナーダイオード１０
２を直列接続することにより構成されている。そして、
このツェナーダイオード１０２に蛍光表示管のフィラメ
ントＦが並列接続されている。

上記構成では、バッテリｖｂの電圧が変動しても、抵抗
１０１での電流およびこれに伴う電圧降下が変化するだ
けで、フィラメントＦでの印加電圧および電流は大きく
変化しない。これによりフィラメントＦの消費電力すな
わち発熱量をほぼ一定にし、ひいては蛍光表示管を安定
した輝度で表示させようとしている。

［発明が解決しようとする課題］ 上記構成では、ツェナーダイオード１０２を用いており
、バッテリｖｂの電圧が上昇した時に、このツェナーダ
イオード１０２の発熱量が増大して周辺素子に熱ストレ
スを付与する欠点かある。

また、上記構成では、抵抗１０１の抵抗値の設定のしか
たが難しい。これは、車両用バッテリＶｂの電圧と、ツ
ェナーダイオード１０２の設定電圧（すなわちフィラメ
ントＦの定格電圧、例えば２Ｖ）との差を得るために、
上記抵抗１０１での電圧降下、ひいては電力消費が不可
欠であることに起因する。以下、詳述する。

上記抵抗１０１の抵抗値を太き（すると、バッテリ電圧
ｖｂが高くなった時でも抵抗１０１の電力消費すなわち
発熱量を小さく抑えることができるが、バッテリ電圧ｖ
ｂがあるレベルより低くなった時に、フィラメントＦに
定格の電圧が印加されなくなり、フィラメントＦの発熱
量が充分でな（なって、蛍光表示管の輝度が低下する。

反対に抵抗１０１の抵抗値を小さくすると、バ、テリ電
圧ｖｂが低くなった時でも、フィラメントＦに定格電圧
を印加することができるが、ノイ。

テリ電圧ｖｂか高くなった時に抵抗１０１に大きな電流
か流れ、抵抗１０１の発熱量が増大して周囲の半導体等
に熱ストレスを与える。

具体例を挙げて説明すると、バッテリｖｂの通常時の電
圧（１４Ｖ）で、フィラメントＦの印加電圧が定格電圧
になるように抵抗１０１の抵抗値を決定することか考え
られる。こうすれば、ハ。

テリｖｂの電圧が１４Ｖの時、ツェナーダイオード１０
２には殆ど電流が流れず、抵抗１０１の発熱量を最小限
に抑えることかできる。しかし、この場合、バッテリｖ
ｂの電圧か上昇した時に、抵抗１０１の発熱量が増大す
る。また、バッテリＶｂの電圧が１４Ｖより低くなった
時に、フィラメントＦの印加電圧が定格電圧より低くな
って、蛍光表示管は充分な輝度が得られない。

本発明の目的は、バッテリ電圧の変動にも拘わらず、回
路の発熱量を抑えることができるとともに、蛍光表示管
の輝度を安定して維持できる車両用蛍光表示管のフィラ
メント駆動回路を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するために、次の構成を備えた
蛍光表示管のフィラメント駆動回路を要旨とする。

（イ）上記フィラメントへの給電を制御するスイッチン
グ素子。

（ロ）上記バッテリの電圧の２乗にほぼ逆比例するデユ
ーティ比の駆動パルスを周期的にスイッチング素子に出
力する駆動パルス出力回路。この駆動パルスに応答して
スイッチング素子がオンした時、上記フィラメントにバ
ッテリからの電力が供給される。

［作用コ 駆動パルス出力回路から周期的に発生する駆動パルスに
応答してスイッチング素子がオンすることにより、フィ
ラメントに電力が供給される。

この回路構成におけるフィラメントの電力消費すなわち
発熱量について考察すると、この電力消費はフィラメン
トへの印加電圧の２乗に比例し、ｆｆｉ動パルスのデユ
ーティ比に比例する。また、フィラメントへの印加電圧
はバッテリ電圧に比例する。したかって、駆動パルスの
デユーティ比をバッテリ電圧の２乗にほぼ逆比例させる
ことにより、フィラメントの電力消費をほぼ一定にする
ことかでき、ひいては蛍光表示管の輝度をほぼ一定に維
持できる。

上記のように駆動パルスのデユーティ比で、フィラメン
トの発熱量をほぼ一定に制御するため、従来用いられて
いたフィラメント印加電圧を一定にするためのツェナー
ダイオードか不要となり、ツェナーダイオードでの発熱
による周辺素子への熱ストレスの付与を防止できる。

［実施例］ 以下、本発明の一実施例を第１図〜第３図に基づいて説
明する。第３図には車両に用いられる蛍光表示管１が示
されている。蛍光表示管ｌは、チューブ２内に収容され
たフィラメントＦとグリ、。

ドＧとセグメントア／−ドＡとを備えている。フィラメ
ントＦは、フィラメント駆動回路３により駆動され、グ
リ、ドＧはグリッド駆動回路４によす駆動され、セグメ
ントアノードＡはアノード駆動回路５により駆動される
。グリッド駆動回路４およびアノード駆動回路５は、バ
ッテリｖｂ（直流電Ｒ）に接続された定電圧回路からの
定電圧（例えば１２■）を受け、この定電圧のグリッド
Ｇア７−ドＡへの印加をそれぞれ制御する。

上記フィラメント駆動回路３は、第１図に示されるよう
に、バッテリｖｂからグランドＧＤに向かって順に直列
接続されたトランジスタ１０’（７゜イツチング素子）
と抵抗１．１を備えている。トランジスタ１０はＰＮＰ
型のものであり、エミッタがバッテリｖｂに接続され、
コレクタが抵抗１１に接続されている。上記フィラメン
トＦはトランジスタ１０．抵抗１１と直列をなして接続
され、これらよりグランドＧＤ側に配されている。

フィラメント駆動回路３はさらに駆動パルス出力回路２
０を備えている。この駆動パルス出力回路２０は、一定
のデユーティ比の原パルスＰＬを周期的に出力する原パ
ルス発生回路２１と、充放電回路２２と、フンパレータ
２３と、スレッショルド電圧発生回路２４とを有してい
る。

充放電回路２２は、原パルス発生回路２１の出力段から
グランドＧＤに向かって順に直列接続された抵抗２２ａ
とコンデンサ２２ｂを有し、さらに抵抗２２ａに並列接
続されたダイオード２２ｃを宵している。ダイオード２
２ＣのカソードはグランドＧＤを向いている。コンデン
サ２２ｂの充電電圧Ｖｅはコンパレータ２３の反転入力
端子に入力される。

スレッショルド電圧発生回路２４は、バッテリｖｂとグ
ランドＧＤとの間に直列接続された２つの抵抗２４ａ、
２４ｂを備えている。抵抗２４ａ。

２４ｂの接続点電圧が、スレッシ璽ルド電圧ＶＳとして
フンパレータ２３の非反転入力端子に入力される。スレ
ノンヨルド電圧ＶＳは、次式で示すようにバッテリ電圧
ｖｂに比例しており、バッテリ電圧ｖｂの変動に応じて
変動する。

Ｖｓ＝に−Ｖｂ　　　＝（１） （１）式において、ｋ　＝　Ｒｔ、ｂ／　（Ｒ、、、＋
　Ｒｔｔ＋、）であり、Ｒｔ４ａ＋　　Ｒ２４ｂは抵抗
２４ａ、２４ｂの抵抗値である。

上記フンパレータ２３の出力段とバッテリｖｂとの間に
は、２つの抵抗１５．１６か直列をなして接続されてい
る。これら抵抗１５．１６間の接続点は上記トランジス
タ１０のベースに接続されている。

上述構成の作用を、第２図のタイムチャー１・を参照し
なから説明する。原パルス発生回路２１がら一定周期Ｔ
でハイレベルの原パルスＰＬが出力される。この原パル
スＰＬの高さＶＣＣおよびチューティ比Ｄｏは一定であ
る。

充放電回路２２のコンデンサ２２ｂは、上記原パルスＰ
Ｌに対応して充放電を行う。なお、各原パルスＰＬの立
ち上がりの際には、ダイオード２２Ｃを介してコンデン
サ２２ｂへの充電が行われるので、コンデンサ２２ｂの
充１ｔｉｉ圧Ｖｅは即座に原パルスＰＬの高さＶｃｃま
で上昇する（ダイオード２２Ｃの順方向電圧降下を無視
する）。原パルスＰＬの時間幅に対応する期間では、コ
ンデンサ２２ｂの充電電圧Ｖｅは、原パルスＰＬの電圧
Ｖｃｃに維持される。そして、原パルスＰＬの立ち下か
り時点、すなわち原パルス発生回路２１の出力レベルが
ハイからローに切り替わった時点から、コンデンサ２２
ｂは、抵抗２２ａを介して放電を開始し、コンデンサ２
２ｂの充電電圧ＶｅはＶｃｃから徐々に低下する。

コンパレータ２３では、スレノンヨルド電圧ＶＳとコン
デンサ２２ｂの充電電圧Ｖｅとを比較する。まず、バッ
テリ電圧ｖｂが次式で表すように、異常に高い場合につ
いて説明する。

Ｖｂ／に＝Ｖｓ＞Ｖｃｃ　　・・・（２）（２）式が成
立する場合には、充電電圧Ｖｅは常ニスレノンヨルド電
圧Ｖ　Ｓ　ヲ下回るため、コンパレータ２３の出力はハ
イレベルのまま維持される。

換言すればローレベルの駆動パルスＤＰは出力されない
。その結果、トランジスタ１０はオフのまま維持され、
抵抗１１．　　フィラメン）Ｆへの電力供給は停止され
、抵抗１１の過熱を防止することができる。このことは
、例えばバッテリ電圧ｖｂの過電圧（例えば２４Ｖ）の
際に、抵抗１１の発熱量が許容範囲に入るように抵抗１
１の定格を定める必要がないことを意味し、また過電圧
時における周辺素子への熱ストレスを考慮しなくて済む
ことを意味する。

次に、バッテリ電圧ｖｂが（２）式のような異常レベル
に達していない場合について説明する。

なお、第２図において、スレノンヨルド電圧Ｖｓフィラ
メント印加電圧Ｖｆは、バッテリ電圧ｖｂが比較的高い
場合を実線で示し、バッテリ電圧Ｖｂが比較的低い場合
を破線で示す。各原パルスＰＬの出力直前では、スレッ
ショルド電圧Ｖｓか充電電圧Ｖｅより高いから、コンパ
レータ２３の出力はハイレベルである。したがって、ト
ランジスタ１０はオフとなっており、抵抗１１．フィラ
メントＦは通電状態にない。原パルスＰＬが出力すれる
と、充電電圧Ｖｅがスレッショルド’Ｉ圧Ｖｓを越える
ため、コンパレータ２３の出力はローレベルに切り替わ
る。この出力レベルの切り替わり時点は、駆動パルスＤ
Ｐの始点を意味する。この時、バｙ　テＵ　Ｖ　ｂから
コンパレータ２３の出力端子に向かって電流か流れ、抵
抗１６での電圧降下によりトランジスタ１０かノ＼イア
スされてオンする。トランジスタ１０かオンすると、バ
ッテリＶｂから抵抗１１およびフイラメン）Ｆに電力か
供給される。

前述したように原パルスＰＬの終点から充電電圧Ｖｅが
低下し、スレッショルド電圧Ｖｓに達すると、コンパレ
ータ２３の出力が再びハイレベルに戻る。この出力レベ
ルの切り替わり時点は、１つの駆動パルスＤＰの終点を
意味する。その結果、トランジスタ１０がオフとなり、
抵抗１１およびフィラメントＦへの電力供給が一時的に
停止される。

ここで、フィラメントＦての電力消費、すなわちフィラ
メントＦの発熱量について考察することにする。フィラ
メントＦの抵抗値をＲ１とし、フィラメントＦに印加さ
れる電圧をＶｆとし、駆動パルスのデユーティ比をＤｆ
とした場合、原パルスＰＬの電力消費Ｐｗは次式で表さ
れる。

Ｐｗ＝　　（Ｖ　ｆ”／Ｒｆ）　　・Ｄ　ｆ　　　・−
（３）印加電圧Ｖｆは、バッテリ電圧ｖｂに比例する。

すなわち、次式で示すようにバッテリ電圧ｖｂを抵抗１
１の抵抗値Ｒ１１とフィラメントＦの抵抗値Ｒｆで分圧
して得られる（トランジスタ１０のコレクタ・エミＩり
間電圧は無視する）。

Ｖｆ＝Ａ・ｖｂ　　・・・（４） 但し、Ａ＝Ｒｆ／　（Ｒｆ＋Ｒ，Ｉ）である。

この（４）式を（３）式に代入することにより、次式が
得られる。

ｐｗ＝（Ａ’／Ｒｆ）・Ｖｂ’−Ｄｆ　　・・・（５）
上記（５）式から次のことが結論づけられる。

すなわち、デユーティ比Ｄｆをバッテリ電圧ｖｂのほぼ
２乗に逆比例させることにより、フイラメン）Ｆの電力
消費Ｐｗすなわち発熱量をほぼ一定にすることができ、
ひいてはフィラメントＦで発生する電子の量をほぼ一定
にすることができる。

その結果、蛍光表示管の輝度をほぼ一定にすることがで
きる。

なお、フィラメントＦへの印加電圧Ｖｆの変化は、フィ
ラメントＦとグリッドＧ、アノードへ間ノＮＦｆＥ、ニ
比べて小さいので、これらの間の電圧変動か蛍光表示管
の輝度レベルに与える影響は無視する。

次に、上記駆動パルスＤＰのデユーティ比Ｄｆについて
考察する。前述したように、原パルスＰＬの周期１　デ
ユーティ比、高さをそれぞれＴ、　　Ｄｏ　　Ｖｃｃと
する。スレッショルド電圧Ｖｓは次式で表すことができ
る。

Ｖｓ＝Ｖｃｃ−ｅ−””　　　−（６）（６）式におい
て、１．は、原パルスＰＬの終点から、充電電圧Ｖｅが
スレノ／：Ｉルド電圧Ｖｓに達するまでの時間を表す。

また、τは充放電回路２２の時定数である。

上記式（６）から次式が導かれる。

ｔ＋＝ｒ・Ｉｎ　（Ｖｃｃ／Ｖｓ）　　−（７）ここで
、バッテリ電圧ｖｂは、（２）式のような異常電圧レベ
ルではないので、Ｖｓ≦ｖｃＣであり、ｔ、はゼロまた
は正の値をとる。

他方、デユーティ比Ｄｆは、次式て表すことができる。

Ｄｆ＝Ｄｏ＋ｔ、／Ｔ　　　　　　　　　　・・　（８
）（８）式に（７）式を代入するごとにより、次式が得
られる。

Ｄｆ＝Ｄｏ＋（Ｔ／Ｔ）・Ｉｎ（Ｖｃｃ／Ｖｓ）ここで
、ｒ＝ｎ−Ｔ　（ｎは定数）、ＶＳ−ｋ・ｖｂを代入す
ると、次式が得られる。

Ｄｆ＝Ｄｏ＋ｎ　　・　Ｉｎ　　（Ｖｃｃ／　　（ｋ　
　−Ｖｂ）１・・　（１０） 上記（９）、（１０）式から明らかなように、バッテリ
電圧ｖｂが高くなるほど（スレッショルド電圧Ｖｓが高
くなるほど）、デユーティ比Ｄｆが小さくなる。バッテ
リ電圧ｖｂが低くなるほど（スレッショルド電圧ＶＳが
低くなるほと）、デユーティ比Ｄｆが大きくなる。

さらに、上記（１０）式で求められるデユーティ比Ｄｆ
は、定数の設定の仕方によって、ある範囲でバッテリ電
圧ｖｂのほぼ２乗に逆比例させることかでき、ひいては
フィラメントＦの電力消費をほぼ一定にすることができ
る。

具体的に述べると、Ｄｏ＝０．２５．ｎ＝１に−０，２
８，Ｖｃｃ＝５Ｖ、Ａ＝０．２１．Ｒ１−１２５Ω、Ｒ
、、−４７Ωとした場合、ノぐ、テリ’ｌ圧Ｖｂの変動
に応じて、フィラメント印加電圧Ｖｆ、デユーティ比Ｄ
ｆ、　　フィラメント印加電圧の実効値Ｖｆｍ、抵抗１
１での電力消費Ｐｗ（単位Ｗ）は上記衣の通り変化する
。

表 Ｖｂ　　　１７．９　　１６　　１４　　１２　　１０
　　　　９Ｖｆ　　　３７５　３．３６　２，９４　２
，５２　２，１０　１．８９　１Ｄ！　　　　　ＯＯ，
３６０，４９０，６５０，８３０，９４ｖｆａ　　　　
Ｏ２，０２２，０７２，０２１，９１１，８３１ＰＩ’
　　　　０　　１．２２　１．２８　１，２４　１．１
０　１．０１　０上記表から明らかなように、バッテリ
電圧ｖｂが１２Ｖ−１６Ｖの範囲で、デユーティ比Ｄｆ
はバッテリ電圧ｖｂの２乗にほぼ逆比例しており、フィ
ラメント印加電圧の実効値Ｖｆｍはほぼ一定である。こ
の印加電圧の実効値Ｖｆｍがほぼ一定であることは、フ
ィラメントＦの消費電力がほぼ一定であることを意味す
る。なお、フィラメントＦの定格電圧を２■に設定した
場合、ノ・７テリ電圧ｖｂか９〜１６Ｖの範囲で変動し
ても、印加電圧の実効値Ｖ）ｍは定格電圧２■の±１０
％の範囲に入る。したがって、寛容な基準でみれば、バ
、テリ電圧ｖｂが９〜１６Ｖの範囲で、デユーティ比Ｄ
ｆはバッテリ電圧ｖｂの２乗にほぼ逆比例し、フィラメ
ントＦの消費電力Ｐｗもほぼ一定に維持される。

また、上記衣における抵抗１１の電力消費ｐｗ′は、厳
しい基準でみればバッテリ電圧ｖｂが１２〜１６Ｖの範
囲で、寛容な基準でみれば９〜１６Ｖの範囲でほぼ一定
であり、しかも小さい。

上記抵抗１１の電力消費すなわち発熱量について詳細に
考察すると、下記の（イ）、（ロ）の理由により、第８
図に示す従来の直流型フィラメント駆動回路に比べて小
さくすることができる。

イ）抵抗１１には常時電流が流れず、駆動パルスに応じ
て間欠的に電流が流れる。したがって、電流が流れる時
間を短くすることができる。

口）フィラメン）Ｆへの電流供給か駆動パルスに応して
間欠的に行われ、その供給時間が短くなるから、フィラ
メントＦの適正な発熱量を維持するためには、フィラメ
ンｌ−Ｆの印加電圧を高くする必要がある。この結果、
抵抗１１て要求される電圧降下は小さくて済む。

第４図は本発明の他の実施例を示す。この実施例におい
て第１図に対応する構成部材には同符号を付してその詳
細な説明を省略する。第４図の駆動パルス出力回路２０
Ａでは、コストを安くするために、フンパレータ２３の
代わりにＮＰ’Ｎトランジスタ２５が用いられている。

充放電回路２２の充電電圧Ｖｅはこのトランジスタ２５
のベース電圧として提供される。スレノンヨルド電圧発
生回路２４のスレッショルド電圧Ｖｓは、トランジスタ
２５のエミッタ電圧として提供される。トランジスタ２
５のコレクタが、駆動パルスＤＬのための出力段となる
。トランジスタ２５では、Ｖｅ≧Ｖｓ＋Ｖａｐの時にオ
ンし、コレクタをローレベルにして駆動パルスＤＰを出
力する。但し、ＶＢＥはトランジスタ２５かオンする時
のベース・エミ、２間電圧の闇値である。重要な作用に
ついては第１図の実施例と同じであるので省略する。

第５図に示す実施例では、駆動パルス出力回路２０Ｂの
コンパレータ２３の反転入力端子に、定電圧回路（図示
しない）から一定のスレノ／ヨルト電圧Ｖｓが人力され
る。充放電回路３０は、トランジスタ３８を介してバッ
テリｖｂにより充電される。すなわち、充放電回路３０
は、バッテリｖｂからグランドＧＤに向かって順に直列
接続された抵抗３１．　　タイオード３２．コンデンサ
３３を備えている。抵抗３１とバッテリｖｂとの間に上
記トランジスタ３８が介在されている。コンデンサ３３
には互いに直列接続された２つの抵抗３４．３５が、並
列をなして接続されている。なお、抵抗３１は、トラン
ジスタ３８のオン時の突入電流を制限してトランジスタ
３８およびダイオード３２を保護するものであるか、非
常に小さいのてこの抵抗３１に伴うコンデンサ３３の充
電遅れは無視される。抵抗３４．３５は抵抗３１に比べ
て遥かに太きい。

第５図の駆動パルス出力回路２０Ｂの作用を第６図のタ
イムチャートを参照して説明する。原パルス発生回路２
１からハイレベルの原パルスＰＬか出力されると、トラ
ンジスタ３９がオンし、これニ伴いトランジスタ３８か
オンする。その結果、充放電回路３０にバッチ’ＩＪ　
Ｖ　ｂから電流か供給される。トランジスタ３８かオン
の期間（原パルスＰＬのパルス幅に対応する）、コンデ
ンサ３３の充電電圧Ｖｅは、はぼバッテリ電圧ｖｂとな
る。

原パルスＰＬの終点でトランジスタ３８がオフになった
時に、コンデンサ３３の電荷が抵抗３４゜３５を経てグ
ランドＧＤへ流れ、放電が開始される。抵抗３４．３５
の接続点電圧ｖｅ′は、コンデンサ３３の充電電圧Ｖｅ
を抵抗３４．３５で分割したものであり、充電電圧Ｖｅ
に比例し、ひいてはバッテリ電圧ｖｂに比例する。この
接続点電圧Ｖｅ’かフンパレータ２３の非反転入力端子
に入力される。

バッテリ電圧ｖｂか高くなると、充電期間中のコンデン
サ３３の充電電圧Ｖｅも高くなり、ひいては抵抗３４，
３．５の接続点電圧Ｖｅ’　も高くなる。したかって、
放電開始から接続点電圧■ｅかスレ、ンヨルド電圧Ｖｓ
に達するまでの時間か長くなり、ローレベルの駆動パル
スＤＬの一周期における出力開始時点か遅れる。この結
果、第６図中実線で示すようにデユーティ比は小さくな
る。

反対に、バッテリ電圧ｖｂが低下すると、第６図中破線
で示すようにフィラメント駆動のデユーティ比か増大す
る。デユーティ比は、コンデンサ３３と抵抗３４．３５
により決定される時定数、抵抗３４．３５の抵抗値の比
、スレッショルドｍ圧Ｖｓを適宜決定することにより、
第１図の実施例と同様に、バッテリ電圧ｖｂの２乗に逆
比例させ、フィラメントＦの電力消費をほぼ一定にする
ことができる。

さらに、第７図に示すように、トランジスタ１０と抵抗
１１との間にインダクタンス４０を直列接続してもよい
。このインダクタンス４０にょって、トランジスタ１０
のスイッチングに起因するラジオ等へのノイズ混入を防
止することができる。

この構成は、第１図、第４図、第５図の駆動回路２０．
２０Ａ、２０Ｂにそれぞれ組み入れることかできる。

本発明は上記実施例に制約されず種々の態様か可能であ
る。

［発明の効果〕 以上説明したように、本発明では、駆動パルスのデユー
ティ比を制御することにより、フィラメントの電力消費
すなわち発熱量をほぼ一定にすることができ、ひいては
蛍光表示管の輝度をほぼ一定にすることができる。

フィラメント印加電圧を一定にするためのツェナーダイ
オードが不要であり、このツェナーダイオードの発熱に
起因する周辺素子への熱ストレス付与を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すフィラメント駆動回路
の回路図、第２図は第１図の駆動回路の作用を説明する
タイムチャート、第３図は蛍光表示管の概略構成図、第
４図、第５図は本発明の他の実施例をそれぞれ示すフィ
ラメント駆動回路の回路図、第６図は第５図の駆動回路
の作用を説明するタイムチャート、第７図はさらに本発
明の他の実施例を示すフィラメント駆動回路の要部回路
図、第８図は従来の直流型フィラメント駆動回路の回路
図である。 ｖｂ・・直流電源（バッテリ）、Ｆ・−フィラメント、
１０・・スイッチング素子（トランジスタ）、１１・抵
抗、２０．２０Ａ、２０Ｂ・・駆動パルス出力回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　次の構成を備えた車両用蛍光表示管のフィラメント駆
   動回路。 （イ）上記フィラメントへの給電を制御するスイッチン
   グ素子。 （ロ）上記バッテリの電圧の２乗にほぼ逆比例するデュ
   ーテイ比の駆動パルスを周期的にスイッチング素子に出
   力する駆動パルス出力回路。この駆動パルスに応答して
   スイッチング素子がオンした時、上記フィラメントにバ
   ッテリからの電力が供給される。