JPH0417028B2 - - Google Patents

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JPH0417028B2
JPH0417028B2 JP58204995A JP20499583A JPH0417028B2 JP H0417028 B2 JPH0417028 B2 JP H0417028B2 JP 58204995 A JP58204995 A JP 58204995A JP 20499583 A JP20499583 A JP 20499583A JP H0417028 B2 JPH0417028 B2 JP H0417028B2
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transformer
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inverter
frequency
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    • H05G1/00—X-ray apparatus involving X-ray tubes; Circuits therefor
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    • H05G1/10—Power supply arrangements for feeding the X-ray tube
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    • H05G1/30—Controlling
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は調節可能な高電圧電源装置に関するも
のであり、更に詳しくはＸ線管に給電するのに適
した直流−直流共振型変換器に関するものであ
る。
電力出力が歯科Ｘ線用等の200乃至300ワツトか
らコンピユータＸ線断層撮影法、Ｘ線螢光写真法
等の診断様式用の100キロワツト範囲までの調節
可能な高電圧電源装置がＸ線管を付勢するために
使用される。電源装置としては軽量であること、
出力リツプルが低くて波の必要性が少ないこ
と、そして正確に曝射を設定するように応答が高
速であることが望ましい。Ｘ線管を付勢するため
の従来の単相型ならびに３相型の電源装置では、
調節可能な電圧を60ヘルツの逓昇変圧器に与える
ために60ヘルツの調節可能な単巻変圧器が使用さ
れている。この60ヘルツの変圧器はかさばつてお
り、また従来技術の回路では出力が高リツプルを
有すると共に、応答が遅かつた。
米国特許第4295049号ではシリコン制御整流器
（SCR）を使用した共振回路を開示している。こ
の共振回路は変圧器に組み込まれた容量を利用す
るように構成されていない。また電圧制御は位相
制御整流器のフロント・エンドによつて行なわれ
る。この場合、SCRの周波数を下げることによ
つて限られた電圧制御しか行うことができない。
SCRの転流を維持するために進み負荷が必要と
されるので、周波数は共振点から下げることだけ
ができ、共振点から上に上げることはできない。
共振点より下の周波数での動作により、出力リツ
プルが増大し、また変圧器を関連する最低の動作
周波数に対して設計しなければならなくなる。周
波数が低くなればなる程、必要なリアクタンス部
品は大きくなる。
従つて、本発明の１つの目的は60ヘルツの変圧
器を使用した設計のものと比べて軽量の変換器か
ら高直流出力電圧を供給することである。
本発明のもう１つの目的は出力リツプルが小さ
く応答速度が速い変換器から高直流出力電圧を供
給することである。
本発明の更にもう１つの目的は所定の定格の高
直流出力電圧変換器で必要とされる電力部品の数
を最少限にすることにより、信頼度を向上し原価
低減を行なうことである。
発明の概要 本発明では、２つの範囲の高直流電圧を負荷に
供給する直流−直流逓昇変換器が提供される。該
変換器は、各脚が逆電流通電能力を有する２つの
直列接続された制御可能なスイツチ手段をそなえ
た第１および第２の脚を持ち、かつ外部直流電源
に結合される全ブリツジ電圧インバータを含む。
インバータの第１の脚には２つの直列接続のコン
デンサが並列に接続され、また２つのコンデンサ
の結合点と第１の脚の２つの制御可能なスイツチ
手段の結合点との間に付加スイツチ手段が接続さ
れている。付加スイツチ手段は上記両結合点を接
続することにより第１の範囲の出力電圧が得ら
れ、また上記両結合点を切り離すことにより第２
の範囲の出力電圧が得られるようにする。上記変
換器は更に、インバータの出力に結合されてイン
バータから交流電力を受ける逓昇変圧器、該変圧
器の出力に接続されて変圧器の出力電圧を整流し
て、逓昇された直流電圧を負荷に供給する整流手
段、ならびに整流手段および制御可能なスイツチ
手段の各々に結合されて、負荷電圧と電圧値指令
信号に応答してインバータに周波数指令信号を与
えることにより変圧器の入力周波数を調節してそ
の出力電圧を変化させる制御手段を含む。変圧器
に供給される周波数は、変圧器の分路容量と漏れ
リアクタンスが直列共振回路として働き、かつ直
列共振回路の減衰共振周波数以上で共振するよう
に選択されて、共振回路の分路容量両端間の電圧
の共振上昇と変圧器の巻数比とにより電圧逓昇を
達成する。
発明の具体的な説明 図面では同一の部品には同一の参照番号を付し
てある。第１Ａ図には共振形直流−直流変換器を
示してある。（図示しない）外部電源から直流電
力が端子３と４に与えられる。端子３と高周波
波コンデンサ５の一端との間に120ヘルツの波
インダクタ６が接続されている。波コンデンサ
５の他端は端子４に接続されている。全ブリツ
ジ・インバータ７には４つのスイツチング素子が
あり、これらは逆電流を通すことができると共
に、スイツチング信号によつてターンオフするこ
とができる。スイツチング素子は電力用バイポー
ラ接合トランジスタ９，１１，１３および１５と
して示してあり、その各々にダイオード１７，１
９，２１および２３がそれぞれ逆並列に接続され
ている。並列接続されたトランジスタとダイオー
ドの組み合わせのかわりに使用し得るゲート・タ
ーンオフ機能をそなえたスイツチング素子として
は他に、電力用金属・酸化物・半導体電界効果ト
ランジスタMOSFET（逆電流は寄生ダイオード
を通る）、モノリシツク・ダーリントン（逆電流
は寄生ダイオードを通る）、ならびにそれぞれダ
イオードが逆並列接続されたゲート・ターンオ
フ・シリコン制御整流器がある。電力用トランジ
スタ９および１１並びに電力用トランジスタ１３
および１５は、コンデンサ５の両端間に相互に直
列に接続されている。インバータ７の出力は直列
接続されたトランジスタ９および１１の結合点ａ
と直列接続されたトランジスタ１３および１５の
結合点ｂとの間から得られる。トランジスタ９，
１１，１３および１５の各々の両端間にスナツ
バ・コンデンサ２５，２７，２９および３１がそ
れぞれ接続されている。
通常5KHz乃至30KHzで動作する高周波高電圧
逓昇変圧器３５の一次巻線３３はインバータ７内
の結合点ａとｂの間に接続されている。変圧器３
５には２つの二次巻線３７および３９がある。二
次巻線３７の両端間に高電圧全ブリツジ・ダイオ
ード整流器４１が接続され、二次巻線３９の両端
間に高電圧全ブリツジ・ダイオード整流器４３が
接続されている。２つのブリツジ整流器４１およ
び４３の出力は相互に直列に接続されており、２
つの整流器の結合点は接地されている。これは変
圧器の対地絶縁の要件を減少させ、制御のための
電圧と電流の測定が容易に行なえるようにするた
めである。この２つの整流器は第１Ａ図でＸ線管
４５として示した負荷に給電する。
制御器４７の入力は直流−直流変換器に対する
指令直流電圧E0＊と出力電圧E0に比例した帰還
出力電圧信号である。出力電圧信号はＸ線管４５
の両端間に直列接続された４つの抵抗４９，５
０，５１および５２で構成された分圧器から得ら
れる。抵抗５０および５１の結合点は接地され、
分圧器の出力は抵抗５０および５１の両端から取
り出される。分圧器の出力は差動増幅器５３に結
合される（分圧器の抵抗４９と５０との間の出力
電圧はアースに対して正であり、抵抗５１と５２
との間の出力電圧はアースに対して負である）。
これにより出力電圧に比例した信号を発生する。
加算器５８に於いて、指令電圧が実際の出力電圧
E0に比例した信号と比較され、誤差信号が発生
される。この誤差信号は比例・積分調節器６０を
通過してリミツト回路６２に入る。図示した調節
器６０は信号を反転しない。リミツト回路６２
は、インバータが直列共振回路の共振周波数以上
で動作し得るようにすることによりインバータに
遅れ負荷が与えられることを保証する。リミツト
回路の出力は電圧制御発振器（VCO）６４に接
続されている。電圧制御発振器６４は、インバー
タ７の向い合つた隅のトランジスタを交互に切り
替えるような入力信号をベース駆動器６６に与え
る。
次に第１Ｂ図には高電圧変圧器３５の等価回路
が示してある。この等価回路には一次漏れインダ
クタンスLpがあり、これは鉄心全体の磁化イン
ダクタンスを一次側に表わしたLnと直列に接続
されている。磁化インダクタンスLnは２つの二
次巻線をそなえた理想変圧器の一次巻線と並列に
なつている。第１の二次巻線と直列に、第１の二
次巻線の漏れインダクタンスLs1と第１の二次巻
線の分路容量C1が接続されている。同様に第２
の二次巻線の漏れインダクタンスLs2は第２の二
次巻線の分路容量C2と直列になつている。実効
分路容量とはコイルの分布したすべての内部およ
び外部の容量をコイル端子に反映したものの和と
定義される。この容量は容量ゼロの等価理想コイ
ルの両端間に接続されたとき、現実のコイルのす
べての容量を一まとめにして１つの容量にしたも
のを表わしている。等価回路の出力は等価分路容
量C1およびC2の各々の両端間に得られる。
磁化インダクタンスLnは一次漏れインダクタ
ンスLp、二次漏れインダクタンスLs1，Ls2よりず
つと大きい。二次側インダクタンスを一次側で表
わすとき（インバータ７にかゝる負荷を判定する
ため変圧器素子を一次側で表わす）、磁化インダ
クタンスは無視することができ、残された等価回
路は一次巻線の漏れインダクタンスに直列に二次
巻線のインダクタンスの並列組み合わせを接続
し、これに更に直列に分路容量の並列組み合わせ
を接続したものになる。このようにして第１Ａ図
の共振回路が寄生素子で実現され、変圧器の漏れ
リアクタンスが共振インダクタンスとして働き、
分路容量が共振容量として働く。二次側インダク
タンスを一次側で表わすとき、インダクタンス値
を巻数比の自乗で割る。分路容量を一次側で表わ
すとき、容量値に変圧器の巻数比の自乗を乗算す
る。図示の逓昇構成では巻数比がたとえば100乃
至200と大きいので、一次側で表わされた分路容
量が大きくなる。
次に第１Ａ図の回路動作を説明する。指令直流
出力電圧E0＊が加算器５８内で実際の出力電圧
E0に比例した信号と比較され、誤差信号が発生
される。比例・積分調節回路６０を通過した誤差
信号はリミツト回路６２の入力に与えられる。こ
のリミツト回路は最小誤差信号に応答して最大出
力信号を送出する。リミツト回路の最大出力信号
が電圧制御発振器６４に与えられたとき、ベース
駆動器６６に信号が与えられ、次いでベース駆動
器６６はインバータ７のトランジスタ９，１１，
１３および１５をスイツチングする。インバータ
は変圧器の寄生素子の直列共振回路をその共振周
波数より高い周波数で駆動する。加算器５８から
の誤差信号が正方向に増加して更に電圧逓昇の要
求を表わしているとき、リミツト回路６２は電圧
制御発振器に与えられる電圧を低下させることに
より寄生共振回路に印加される信号の周波数を低
下させて、寄生共振回路をその減衰共振周波数に
一層近い周波数で動作させる。
第２図は入力電圧の出力電圧に対する電圧比と
インバータ周波数との関係を数個の正規化した負
荷インピーダンスについて示したものである。正
規化した負荷インピーダンスR0′は次式で表わさ
れる。
R0′＝Ｒ／√Ｌ／Ｃ (1) ここでＲは共振回路に接続された負荷抵抗であ
り、ＬおよびＣはそれぞれ寄生共振回路の実効イ
ンダクタンスおよび実効容量である。負荷抵抗は
共振回路の分路容量と並列に接続されているの
で、正規化した抵抗R0′の増大によつて減衰が減
少する。寄生回路の共振周波数より少し低い減衰
共振周波数において最大の逓昇が最小の減衰で生
ずる。共振周波数F0は次式で定められる。
F0＝１／（2π√） (2) 共振周波数比が１であるということは分子の実
際の周波数Ｆが分母の共振周波数F0に等しいと
いうことを表わす。変換器は巻数比に応じて電圧
逓昇および電圧逓降動作を行なうことができ、ま
た常に減衰共振周波数より上で動作することによ
り寄生共振素子がインバータに対して確実に遅れ
負荷となるようにする。直列共振回路内の個々の
エネルギー蓄積素子両端間に発生する電圧は整流
器、波器およびＸ線管による減衰と動作周波数
とによつて左右される。
共振回路に於いては、１つの直列エネルギー蓄
積素子両端間の電圧は共振回路素子の直列組み合
わせの両端間の電圧より大きくなることがあり得
る。インダクタンスと容量の両端間の瞬間的な高
電圧は位相が相互に180°ずれて生じる。共振回路
の出力電圧は変圧器の寄生直列共振回路の共振回
路の等価分路容量の両端間から取り出される。第
２図で共振周波数比Ｆ／F0に対してプロツトさ
れた電圧逓昇と電圧逓降は、直列共振回路のコン
デンサ両端間で測定したものである。所定の電流
値に対する直列共振回路内の各リアクタンス素子
両端間電圧の共振上昇は印加電圧のＱ倍になる。
Ｑは品質係数、すなわち蓄積された最大エネルギ
ーとし１サイクル毎に消費されるエネルギーとの
無次元の比に定数を乗じたものである。変換器に
よつて与えられる電圧逓昇量は、使用する変圧器
の逓昇比と、共振回路のコンデンサの両端間に発
生する高電圧とによつて左右される。変換器の総
逓昇は巻数比と共振回路による逓昇または逓降の
積である。周波数制御の結果、逓昇が第１Ａ図の
回路の変圧器３５の巻数比より大きくなつたり小
さくなつたりすることが起り得る。閉ループ制御
器４７はトランジスタがスイツチングされる周波
数を調節して、所望の出力電圧を得るのに必要な
電圧逓昇が達成される。変圧器は60Hzよりずつと
高い周波数で動作しているので、命令された電圧
の変化に高速応答することができる。
ゲート駆動器はインバータの向き合つた隅のト
ランジスタをスイツチングするので、第３Ａ図に
示す方形波電圧Vabが変圧器一次巻線に与えられ
る。第１Ａ図の回路の１つのトランジスタの両端
間の電圧ならびにこれに流入する電流をそれぞれ
第３Ｂ図および第３Ｃ図に示してある。インバー
タからの方形波電圧の結果として寄生共振回路に
ほぼ正弦波状の電流が流れるので、電磁干渉波
が容易になる。
第１Ａ図の回路の変圧器３５に流れる電流を第
３Ｄ図に示してある。変圧器の二次巻線両端間の
電圧波形を第３Ｅ図に示してある。これは第１Ｂ
図の１つのコンデンサ両端間の電圧に相当してい
る。結合点ａとｂの間でインバータに対して遅れ
負荷が与えられるような周波数、すなわち電流ic
が電圧Vabより遅れるような周波数で変圧器３５
の寄生共振回路が駆動される。寄生回路の減衰共
振周波数以上の周波数でインバータを動作させる
ことにより遅れ負荷が得られる。
高電圧高巻数比の変圧器の漏れインダクタンス
と分路容量の実際の値は変圧器を組み立てた後判
定することができ、これらの測定結果から共振周
波数を判定することができる。変圧器の漏れイン
ダクタンスは変圧器組み立ての前に選択すること
もできる。したがつて漏れインダクタンス（した
がつて漏れリアクタンス）は巻線の形状ならびに
巻線の巻数の関数である（漏れインダクタンスは
巻数比の自乗に比例して増加する）。変圧器の一
次側と二次側との間に磁気分路を挿入することな
らびに一次巻線と二次巻線との間の距離を大きく
することにより漏れインダクタンスを大きくする
ことができる。分路容量も巻線の形状の影響を受
ける。２つの巻線の間の漏れインダクタンスが最
小になる巻線の形状では分路容量が最大になるの
が普通である。巻線の形状と鉄心構造の選択を使
つて、それ以上の周波数で回路が動作する周波数
ならびに共振周波数を決定する特定の値の漏れリ
アクタンスと分路容量を与えることができる。巻
線間の容量（多数ある）ならびに二次側の容量を
一次側で表わすときの二次側容量に巻数比を乗算
した容量が存在する。変圧器内の巻線層の相互接
続を変えて分布容量を調節することができる。
第１Ａ図の回路内のトランジスタのスイツチン
グ回復時間によつて、達成し得るスイツチング周
波数が制限される。周波数が高ければ（５乃至30
キロヘルツ）使用するリアクタンス部品を小さく
できる。
インバータを遅れ負荷で動作させると、素子の
電流波形のインバータの出力電圧に対する位相の
遅れがサイリスタ・インバータの場合に比べて大
きくなる。と云うのはサイリスタ・インバータは
進み力率で負荷に給電しなければならないからで
ある。本発明におけるようにインバータの負荷が
遅れ力率で動作しているときは、各トランジスタ
がターンオンする瞬間にそれに並列接続された帰
還ダイオードに電流が存在している。したがつて
電力スイツチにはターンオン・スイツチング損失
がない。更に各トランジスタがターンオンすると
きにそれに並列接続された帰還ダイオードに電流
が存在しているので、トランジスタの両端間に直
接スナツバ・コンデンサを接続することができ、
このコンデンサと直列に電流制限抵抗を設ける必
要はない。その結果、トランジスタのターンオフ
損失が低減し、スナツバ動作が無損失になる。
スナツバ動作が無損失であるので比較的大きな
スナツバを使うことができ、その結果トランジス
タの電力消費が小さくなる。トランジスタと逆並
列に接続されたダイオードは中位の速度のものに
することができる。と云うのは、ダイオードのタ
ーンオフ後直ちにダイオードにかゝる電圧上昇が
ないからである。換言すると、ダイオードと並列
の各トランジスタが導通していて、ダイオードの
電圧を低く保つためである。トランジスタがター
ンオフした後だけ、上昇した電圧がダイオードに
印加される。
前記米国特許第4295049号に述べられている
SCR共振型インバータのダイオードは高速のも
のでなければならないことに注意すべきである。
と云うのは、ターンオフして電圧を阻止しなけれ
ばならないダイオードを転流するため対角線上の
SCRがターンオンされるからである。SCRとダ
イオードをdi／dtに関連した問題から保護するた
めに、小さな直列インダクタンスと素子スナツバ
が必要とされる。
次に第４図には半ブリツジ構成のインバータを
利用した直流−直流変換器が示してある。外部電
流（図示しない）から得られた直流入力電力がイ
ンダクタ７５を介して半ブリツジ・インバータ７
７に与えられる。この半ブリツジ・インバータ７
７の２つのコンデンサ７９と８１は直流入力電力
の正と負の線路の間に直列に接続されて、分割型
電源装置をつくる。逆電流を通すことのできる２
つの直列接続されたスイツチが半ブリツジ・イン
バータ７７の正と負の線路の間に接続されてい
る。スイツチの選択は第１Ａ図の回路の場合と同
じである。図示したスイツチはバイポーラ・トラ
ンジスタ８３および８５であり、各スイツチの両
端間にダイオード８７および８９がそれぞれ逆並
列に接続されている。また各スイツチの両端間に
はそれぞれコンデンサ９１および９３から成る無
損失スナツバが接続されている。
この半ブリツジ・インバータの出力は直列接続
されたコンデンサ７９および８１の結合点と２つ
の直列接続されたスイツチの結合点との間に得ら
れる。半ブリツジ・インバータの出力には高周波
変圧器３５が接続されている。この高周波変圧器
３５は第１Ａ図の回路と同様、２つの二次巻線３
７および３９を有すると共に、２つのダイオー
ド・ブリツジ４１および４３、ならびにＸ線管４
５が付設されている。第４図の回路は第１Ａ図の
回路と同様に制御される。但し、所要のゲート駆
動器の数は半分になる。
第４図の回路の動作は第１Ａ図の回路の動作と
同じである。但しスイツチとゲート駆動器の数は
半分になり、これらの素子は各々、同一の出力電
力とした場合に２倍の電流を通さなければならな
い。全ブリツジ形の実施例に比べて、インダクタ
７５からの直流電圧の半分が一次巻線３３に与え
られる。と云うのは、コンデンサ７９および８１
間の電圧が直流電源電圧の1/2で点弧されるから
である。第４図の回路には、半導体の導通状態で
の電圧降下またはスイツチング時間の不平等によ
つて生じ得る直流オフセツト電圧が阻止されると
いう本質的な利点がある。これはインバータの負
荷の一端が２つの直列接続されたコンデンサの間
に接続されているからである。
第５図はプツシユプル形のインバータを利用し
た直流−直流変換器である。外部直流電源（図示
しない）の正端子はインダクタ６を介して高周波
波コンデンサ５の一端に接続されている。コン
デンサ５の他端は直流電源の負の線路に接続され
ており、これは変圧器９７のセンタータツプ付き
一次巻線９６のセンタータツプに対応している。
インバータ９９の逆電流通電能力をそなえた第１
のスイツチはインダクタ６の正出力側と一次巻線
９６の一端との間に接続され、第２のスイツチは
インダクタ６の正出力側と一次巻線９６の他端と
の間に接続されている。スイツチング素子の選択
は第１Ａ図の回路の場合と同じである。第１およ
び第２のスイツチはそれぞれバイポーラ・トラン
ジスタ１０１および１０２が含まれており、その
各々に逆並列にダイオード１０３および１０４が
それぞれ接続されている。コンデンサ１０５から
成る無損失スナツバがスイツチ１０１の両端間に
接続され、コンデンサ１０６から成る無損失スナ
ツバがスイツチ１０２の両端間に接続されてい
る。変圧器９７の二次巻線３７および３９は第１
Ａ図の回路と同様に２つの全ブリツジ・ダイオー
ト整流器４１および４３ならびにＸ線管と接続さ
れる。第５図の回路内の制御器４７は第１Ａ図の
回路の場合と同じである。但しゲート駆動器は２
つしか必要でない。
第５図の回路の動作は第１Ａ図の回路の動作と
同一である。但し各スイツチは直線母線電圧の２
倍を阻止しなければならない。第５図の回路の利
点はスイツチの共通接続点にあり、これによりベ
ース駆動器とスイツチとの間に変圧器結合や光隔
離を用いる必要がなくなる。
第６図は本発明による直流−直流逓昇変換器を
示すもので、これは２つの範囲の入力電圧を変圧
器の一次巻線に供給することができる。外部交流
電源（図示しない）が全ブリツジ整流器１１１に
接続されている。整流器の正の直流出力は波イ
ンダクタ６を介して第１のコンデンサ１１３に接
続されている。コンデンサ１１３は第２のコンデ
ンサ１１５に直列に接続されている。第２のコン
デンサは全ブリツジ整流器１１１の負の出力に接
続されている。この２つのコンデンサの両端間に
は全ブリツジ・インバータ１１７が接続されてお
り、このインバータ１１７の４つのスイツチは逆
電流阻止能力を有する。各スイツチはそれぞれ、
バイポーラ・トランジスタ１１９，１２０，１２
１および１２２で構成され、各トランジスタの両
端間にはそれぞれダイオード１２３，１２４，１
２５および１２６が逆並列に接続されている。イ
ンバータ１１７の第１の脚ではトランジスタ１１
９と１２０が直列に接続され、インバータの第２
の脚ではトランジスタ１２１と１２２が直列に接
続されている。各トランジスタの両端間にはそれ
ぞれコンデンサ１２７，１２８，１２９および１
３０から成る無損失スナツバが接続されている。
リレーの常開接点１３１がコンデンサ１１３およ
び１１５の結合点とインバータの第１の脚のトラ
ンジスタ１１９および１２０の結合点との間に接
続されている。インバータ１１７の出力はトラン
ジスタ１１９と１２０の結合点とトランジスタ１
２１と１２２との結合点との間から得られる。イ
ンバータの出力は第１Ａ図の回路と同様に高周波
変圧器の一次巻線に接続されている。
スイツチ１３５がプルアツプ抵抗１３７と直列
に接続されている。外部論理電源（図示しない）
はスイツチ１３５が開放しているときアンド・ゲ
ート１３９および１４１に作動信号を与える。こ
れによりベース駆動器からのトランジスタ・スイ
ツチング信号がアンド・ゲート１３９を介してス
イツチ・トランジスタ１１９に与えられ、またス
イツチング信号がアンド・ゲート１４１を介して
スイツチ・トランジスタ１２０に与えられる。ス
イツチ１３５が開放しているとき、信号インバー
タ１４３はコイル駆動トランジスタ１４５を導通
しないようにバイアスし続ける。スイツチ１３５
が閉成すると、アンド・ゲート１３９および１４
１は不作動状態にされ、トランジスタ１１９およ
び１２０はスイツチング信号を受信しなくなる。
信号インバータ１４３はコイル駆動トランジスタ
１４５のベースに論理「１」を与える。外部電源
からの電流がリレー・コイルとトランジスタ１４
５を通つて流れるので、リレー・コイル１３１ａ
が励磁される。リレー・コイル１３１ａの励磁に
より、それに対応した接点１３１が閉成する。抵
抗１４７とダイオード１４９から成る過渡抑圧回
路網がリレー・コイルの両端間に接続されて、ト
ランジスタ１４５がターン・オフするときの電流
減衰路を与える。スイツチ１３１は適当な制御回
路を使用したトライアツクで構成することもでき
る。第６図の回路は第１Ａ図の回路と同様に制御
される。但しスイツチ１３５を閉成するとトラン
ジスタ１１９および１２０に対するベース信号が
不作動状態にされる点だけが違つている。
次に第６図の動作について説明する。Ｘ線発生
器用として使う場合、６：１の電圧範囲の調節が
要求されるのが普通である。電圧を低下させるた
め高周波にする（第２図参照）ことにより周波数
制御だけでこの範囲を達成することができる。あ
るいは動作周波数に上限を設けたい場合には、入
力電圧を異なるレベルに調節することができる。
電源装置のターンオンの前にＸ線の曝射が決定さ
れる。したがつてリレー接点１３１は回路動作の
開始前にスイツチ１３５を閉じることにより設定
されるので、リレー接点１３１は電流を通しまた
は切断する必要はない。スイツチ１３５が閉成位
置に置かれた場合は、リレー・コイル１３１が励
磁されて接点１３１が閉じる。このためトランジ
スタ１１９および１２０は制御回路によつてスイ
ツチングされず、インバータは半ブリツジ・イン
バータとして働き、直流入力電圧の半分だけが変
圧器の一次巻線３３に与えられる。スイツチ１３
１が開放位置にある場合は、回路は全ブリツジ・
インバータとして働き、すべてのトランジスタが
スイツチング動作を行なう。そして直流入力電圧
の全部が変圧器の一次巻線３３に与えられる。こ
のようにして２つの範囲の出力電圧が得られる。
以上、従来の60Hz電源装置に比べて軽量で、ス
イツチング損失が大幅に低減され、応答速度が速
く、電力部品が少ない、２つの範囲の出力電圧が
得られる直流−直流逓昇変換器について説明し
た。
【図面の簡単な説明】
第１Ａ図は本発明の基礎とした共振型直流−直
流変換器の一部ブロツクで示す回路図である。第
１Ｂ図は第１Ａ図で使用されている変圧器の等価
回路図である。第２図は共振型電圧変換のみによ
る第１Ａ図の回路の出力電圧の入力電圧に対する
比（変圧器の巻数比ではない）と周波数との関係
を数個の負荷インピーダンスについて示したグラ
フである。第３Ａ図乃至第３Ｅ図は第１Ａ図の変
換器の動作を説明するための波形図である。第４
図は半ブリツジ・インバータを使用した共振型直
流−直流変換器の回路図である。第５図はプツシ
ユプル・インバータを使用した本発明直流−直流
変換器の回路図である。第６図は異なる範囲の出
力電圧を供給できる本発明による直流−直流逓昇
変換器の回路図である。 （符号の説明）、７……全ブリツジ・インバー
タ、９，１１，１３，１５……バイポーラ・トラ
ンジスタ、１７，１９，２１，２３……ダイオー
ド、３３……変圧器の一次巻線、３５……高周波
高電圧逓昇変圧器、３７，３９……変圧器の二次
巻線、４１，４３……高電圧全ブリツジ・ダイオ
ード整流器、４５……Ｘ線管、４７……閉ループ
制御器、５３……差動増幅器、５８……加算器、
６２……リミツト回路、６４……電圧制御発振
器、６６……ベース駆動器、１１３，１１５……
コンデンサ、１１７……全ブリツジ・インバー
タ、１１９，１２０，１２１，１２２……バイポ
ーラ・トランジスタ、１２３，１２４，１２５，
１２６……ダイオード、１３１……リレーの常開
接点。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ ２つの範囲の高直流電圧を負荷に供給する直
    流一直流逓昇変換器に於いて、それぞれ逆電流通
    電能力を有する２つの直列接続された制御可能な
    スイツチ手段１１９−１２２をそなえた第１およ
    び第２の脚を持ち、かつ外部直流電源に結合され
    る全ブリツジ電圧インバータ１１７、上記第１の
    脚に並列に接続された２つの直列接続コンデンサ
    １１３，１１５、上記２つのコンデンサの結合点
    を上記第１の脚の２つの制御可能なスイツチ手段
    の結合点に接続するための付加スイツチ手段１３
    １であつて、上記両結合点を接続することにより
    第１範囲の出力電圧が得られ、また上記両結合点
    を切り離すことにより第２範囲の出力電圧が得ら
    れるようにする付加スイツチ手段、上記電圧イン
    バータの出力に結合されて上記電圧インバータか
    ら交流電力を受ける逓昇変圧器３３，３７，３
    ９、上記変圧器の出力に接続されて上記変圧器の
    出力電圧を整流し、逓昇された直流電圧を負荷に
    供給する整流手段４１，４３、ならびに上記整流
    手段および上記制御可能なスイツチ手段の各々に
    結合され、上記負荷電圧と電圧値指令信号に応答
    して上記インバータに周波数指令信号を与えるこ
    とにより上記変圧器の入力周波数を調節してその
    出力電圧を変化させる制御手段４７を含み、上記
    変圧器に供給される周波数は、上記変圧器の分路
    容量と漏れリアクタンスが直列共振回路として働
    き、かつ直列共振回路の減衰共振周波数以上で共
    振するように選択されていて、共振回路の分路容
    量両端間の電圧の共振上昇と上記変圧器の巻数比
    とによる電圧逓昇が行なわれることを特徴とする
    直流−直流逓昇変換器。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の直流−直流逓昇
    変換器に於いて、上記電圧インバータの制御可能
    なスイツチ手段がゲート・ターンオフ機能を有す
    るスイツチで構成されている直流−直流逓昇変換
    器。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の直流−直流逓昇
    変換器に於いて、上記ゲート・ターンオフ機能を
    有するスイツチがそれぞれダイオードを逆並列に
    接続されたトランジスタで構成されている直流−
    直流逓昇変換器。 ４ 特許請求の範囲第１乃至３項のいずれか１項
    に記載の直流−直流逓昇変換器に於いて、上記変
    圧器が２つの二次巻線３７，３９に磁気結合され
    た一次巻線３３を含んでいる直流−直流逓昇変換
    器。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の直流−直流逓昇
    変換器に於いて、上記整流器手段が上記二次巻線
    にそれぞれ接続された２つの整流器手段で構成さ
    れ、上記２つの整流器手段の出力が直列に接続さ
    れ、上記２つの整流器手段の結合点が接地されて
    いる直流−直流逓昇変換器。 ６ 特許請求の範囲第１乃至５項のいずれか１項
    に記載の直流−直流逓昇変換器に於いて、上記制
    御手段が、当該変換器の出力電圧に比例した信号
    を与える手段５３と、指令出力電圧を上記出力電
    圧に比例する信号と比較して誤差信号を発生する
    手段５８と、上記誤差信号を受信するリミツト回
    路手段６２と、上記リミツト回路手段の出力信号
    に応答する電圧制御発振器６４と、上記電圧制御
    発振器の出力周波数に応答して上記インバータの
    制御可能なスイツチ手段にスイツチング信号を与
    えるベース駆動手段６６とで構成されている直流
    −直流逓昇変換器。
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