JPH04172002A - Ｐｌｌ制御によるｆｍ変調回路 - Google Patents
Ｐｌｌ制御によるｆｍ変調回路Info
- Publication number
- JPH04172002A JPH04172002A JP2299038A JP29903890A JPH04172002A JP H04172002 A JPH04172002 A JP H04172002A JP 2299038 A JP2299038 A JP 2299038A JP 29903890 A JP29903890 A JP 29903890A JP H04172002 A JPH04172002 A JP H04172002A
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- Japan
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- variable
- frequency
- voltage
- circuit
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、ＲＦ倍信号無線ないし有線通信を行う場合に
、周波数を任意に設定し且つ変調度を一定に保つ回路に
関するものである。
、周波数を任意に設定し且つ変調度を一定に保つ回路に
関するものである。
（従来の技術）
第３図に従来のＰＬＬ制御によるＦＭ変調回路の回路構
成を示す。
成を示す。
電圧制御発振回路（以下ＶＣＯと記す）は固定コイル１
０１（以下固定りと記す）、可変コンデンサ１０２（以
下可変Ｃと記す）、コンデンサ１０３〜１０５（以下Ｃ
と記す）とトランジスタ１０６（以下ＴＲと記す）によ
るＬＣ発振回路とし、ＴＲ１０６のコレクタをチョーク
コイル１０７とパスコン１０８および１０９で電源（以
下Ｖｃｃと記す）へ接地したコレクタ接地型の回路とな
っている。
０１（以下固定りと記す）、可変コンデンサ１０２（以
下可変Ｃと記す）、コンデンサ１０３〜１０５（以下Ｃ
と記す）とトランジスタ１０６（以下ＴＲと記す）によ
るＬＣ発振回路とし、ＴＲ１０６のコレクタをチョーク
コイル１０７とパスコン１０８および１０９で電源（以
下Ｖｃｃと記す）へ接地したコレクタ接地型の回路とな
っている。
前記ＶＣＯの出力はＴＲ１０６のエミッタより取り出し
、一方はカップリングコンデンサ１１０を通して前記Ｆ
Ｍ変調回路の出力となり、もう一方は同じくカップリン
グコンデンサＩｌｌを通してフェーズロックドループ制
御部（以下ＰＬＬ制御部と記す）１１２へ入力される。
、一方はカップリングコンデンサ１１０を通して前記Ｆ
Ｍ変調回路の出力となり、もう一方は同じくカップリン
グコンデンサＩｌｌを通してフェーズロックドループ制
御部（以下ＰＬＬ制御部と記す）１１２へ入力される。
ここで抵抗器（以下Ｒと記す）１１３およびＲ１１４は
ＴＲ１０６のエミッタの負荷抵抗である。ＰＬＬ制御部
１１２へ入力された信号は分周器１１５で分周され、位
相比較器１１６で位相比較された出力がローパスフィル
ター（以下ＬＰＦと記す）１１７を通って前記ＶＣ○の
制御電圧となり、電流制御抵抗器１１８を通して可変Ｃ
ｌＯ２に入力されフェーズロックドループ（以下ＰＬＬ
と記す）の回路が完成する。
ＴＲ１０６のエミッタの負荷抵抗である。ＰＬＬ制御部
１１２へ入力された信号は分周器１１５で分周され、位
相比較器１１６で位相比較された出力がローパスフィル
ター（以下ＬＰＦと記す）１１７を通って前記ＶＣ○の
制御電圧となり、電流制御抵抗器１１８を通して可変Ｃ
ｌＯ２に入力されフェーズロックドループ（以下ＰＬＬ
と記す）の回路が完成する。
発振周波数の変更は、マイコン１１９により前記分周器
１１５の分局比の設定を行って、それにより前記■ＣＯ
の制御電圧が変化し、可変Ｃ１０２の容量が変化するこ
とによりなされる。
１１５の分局比の設定を行って、それにより前記■ＣＯ
の制御電圧が変化し、可変Ｃ１０２の容量が変化するこ
とによりなされる。
変調信号はＣｌ２Ｏを介して固定Ｌ １０１に入力され
、それにより可変Ｃ１０２の逆電圧が変化して可変Ｃｌ
Ｏ２の容量が変化することによって、ＦＭ変調がかかる
。ここで、固定ＬＩＯＩ、可変ＣｌＯ２に対してＲ１２
１はＤＣ接地用、Ｃ１２２は高周波的に接地するための
ものである。
、それにより可変Ｃ１０２の逆電圧が変化して可変Ｃｌ
Ｏ２の容量が変化することによって、ＦＭ変調がかかる
。ここで、固定ＬＩＯＩ、可変ＣｌＯ２に対してＲ１２
１はＤＣ接地用、Ｃ１２２は高周波的に接地するための
ものである。
（発明が解決しようとする課題）
前記回路では、搬送波の周波数を変化させる可変Ｃと変
調用の可変Ｃとを兼用しているため、変調信号の入力レ
ベルが一定であっても、搬送波の周波数を変えると、第
４図に示す可変Ｃの逆電圧−容量特性により第５図のよ
うに変調度が変化してしまう。
調用の可変Ｃとを兼用しているため、変調信号の入力レ
ベルが一定であっても、搬送波の周波数を変えると、第
４図に示す可変Ｃの逆電圧−容量特性により第５図のよ
うに変調度が変化してしまう。
本発明の目的は上記課題を解決するものであり、搬送波
の周波数を変化させても変調度が一定となるＰＬＬ制御
によるＦＭ変調回路を提供することである。
の周波数を変化させても変調度が一定となるＰＬＬ制御
によるＦＭ変調回路を提供することである。
（課題を解決するための手段）
本！＠明のＰＬＬ制御によるＦＭ変調回路は、固定Ｌ、
可変ＣおよびＴＲから成るＶＣＯとＰＬＬ制御部で構成
され、このＶＣＯは搬送波発振周波数制御用の可変Ｃと
変調信号が入力される変調用の可変Ｃと変調度補正用電
圧発生回路とを具備し、前記ＰＬＬ制御部より出力され
るＶＣＯ制御用電圧を前記搬送波発振用の可変Ｃに入力
され、一方前記変調度補正用電圧発生回路より出力され
る変調度補正用電圧は前記変調用の可変Ｃに入力され、
前記搬送波の周波数を変化させたときに変調信号の変調
度が一定に保たれるように構成されている。
可変ＣおよびＴＲから成るＶＣＯとＰＬＬ制御部で構成
され、このＶＣＯは搬送波発振周波数制御用の可変Ｃと
変調信号が入力される変調用の可変Ｃと変調度補正用電
圧発生回路とを具備し、前記ＰＬＬ制御部より出力され
るＶＣＯ制御用電圧を前記搬送波発振用の可変Ｃに入力
され、一方前記変調度補正用電圧発生回路より出力され
る変調度補正用電圧は前記変調用の可変Ｃに入力され、
前記搬送波の周波数を変化させたときに変調信号の変調
度が一定に保たれるように構成されている。
さらに、前記変調度補正用電圧として、前記ＰＬＬ制御
部より８カされるＶＣＯ制御用電圧と電源電圧との差の
電圧から求めたものが用いられるようにも構成されてい
る。
部より８カされるＶＣＯ制御用電圧と電源電圧との差の
電圧から求めたものが用いられるようにも構成されてい
る。
（作 用）
本発明では、任意の周波数の搬送波に対して変調度が一
定に保たれるため、このＦＭ変調回路を備えた送信機の
出力を受信機で復調した場合に、復調信号出力のレベル
が受信周波数により変化することなく、一定レベルの復
調出力が得られる。
定に保たれるため、このＦＭ変調回路を備えた送信機の
出力を受信機で復調した場合に、復調信号出力のレベル
が受信周波数により変化することなく、一定レベルの復
調出力が得られる。
（実施例）
本発明の一実施例について図面を参照しながら説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。同
図においてＶＣＯは固定Ｌ１、可変Ｃ２゜３、Ｃ４〜Ｃ
７とＴＲ８によるＬＣ発振回路とし、ＴＲ８のコレクタ
をチョークコイル９とパスコン１０、１１でＶｃｃへ接
地したコレクタ接地型の回路となっている。
図においてＶＣＯは固定Ｌ１、可変Ｃ２゜３、Ｃ４〜Ｃ
７とＴＲ８によるＬＣ発振回路とし、ＴＲ８のコレクタ
をチョークコイル９とパスコン１０、１１でＶｃｃへ接
地したコレクタ接地型の回路となっている。
前記ＶＣＯの出力はＴＲ８のエミッタより取り出し、一
方はカップリングコンデンサ１２を通してＦＭ変調回路
の出力となり、もう一方は同じくカップリングコンデン
サ１３を通してＰＬＬ制御部へ入力される。ここでＲ１
４およびＲ１５はＴＲ８のエミッタの負荷抵抗である。
方はカップリングコンデンサ１２を通してＦＭ変調回路
の出力となり、もう一方は同じくカップリングコンデン
サ１３を通してＰＬＬ制御部へ入力される。ここでＲ１
４およびＲ１５はＴＲ８のエミッタの負荷抵抗である。
前記ＰＬＬ制御部へ入力された信号は分周器１６で分周
され、位相比較器１７で位相比較された出力がＬＰＦ１
８を通って前記ＶＣＯの制御電圧となり、電流制御抵抗
器１９を通して可変Ｃ２に入力されＰＬＬの回路が完成
する。
され、位相比較器１７で位相比較された出力がＬＰＦ１
８を通って前記ＶＣＯの制御電圧となり、電流制御抵抗
器１９を通して可変Ｃ２に入力されＰＬＬの回路が完成
する。
発振周波数の変更は、マイコン２０により分周器１６の
分周比の設定を行って、それにより前記ＶＣＯの制御電
圧が変化し、可変Ｃ２の容量が変化することによりなさ
れる。
分周比の設定を行って、それにより前記ＶＣＯの制御電
圧が変化し、可変Ｃ２の容量が変化することによりなさ
れる。
変調信号はＣ２１を介してＲ２２で適当なレベルに調整
されて可変Ｃ３に入力され、それにより可変Ｃ３の逆電
圧が変化して可変Ｃ３の容量が変化することによって、
ＦＭ変調がかかる。ここで、Ｃ２３は可変Ｃ３に対して
高周波的に接地するためのものである。
されて可変Ｃ３に入力され、それにより可変Ｃ３の逆電
圧が変化して可変Ｃ３の容量が変化することによって、
ＦＭ変調がかかる。ここで、Ｃ２３は可変Ｃ３に対して
高周波的に接地するためのものである。
次に、本発明の動作について説明する。
任意の周波数の搬送波での変調信号の変調度は、可変Ｃ
２および可変Ｃ３の容量Ｃ４〜Ｃ７の容量との合成容量
Ｃｔと、一定レベルの変調信号入力に対する可変Ｃ３の
容量の微少変化量ΔＣとの割合によって決定される。と
ころが、搬送波の周波数を変えた場合可変Ｃ２および可
変Ｃ３の容量とＣ４〜Ｃ７の容量との合成容量Ｃｔが変
わってしまうため、たとえ一定レベルの変調信号入力に
対する可変Ｃ３の容量の微少変化量ΔＣが一定であって
も変調度は変化してしまう。
２および可変Ｃ３の容量Ｃ４〜Ｃ７の容量との合成容量
Ｃｔと、一定レベルの変調信号入力に対する可変Ｃ３の
容量の微少変化量ΔＣとの割合によって決定される。と
ころが、搬送波の周波数を変えた場合可変Ｃ２および可
変Ｃ３の容量とＣ４〜Ｃ７の容量との合成容量Ｃｔが変
わってしまうため、たとえ一定レベルの変調信号入力に
対する可変Ｃ３の容量の微少変化量ΔＣが一定であって
も変調度は変化してしまう。
そこで、可変Ｃ３に対して補正電圧回路２４により補正
電圧をかけて、搬送波の周波数が変わったときに合成容
量Ｃｔが変化するのに応じて一定レベルの変調信号入力
に対する可変Ｃ３の容量の微少変化量ΔＣを変え、可変
Ｃ２および合成容量Ｃｔと、微少変化量ΔＣとの割合を
一定に保つことにより、変調度を一定に保つ。
電圧をかけて、搬送波の周波数が変わったときに合成容
量Ｃｔが変化するのに応じて一定レベルの変調信号入力
に対する可変Ｃ３の容量の微少変化量ΔＣを変え、可変
Ｃ２および合成容量Ｃｔと、微少変化量ΔＣとの割合を
一定に保つことにより、変調度を一定に保つ。
次に、第２図にＦＭ変調回路の第２の実施例を示す。
同図においてＶＣ○は固定Ｌ５１、可変Ｃ５２，５３、
Ｃ５４〜Ｃ５７とＴＲ５８によるＬＣ発振回路とし、Ｔ
Ｒ５８のコレクタをチョークコイル５９とパスコン６０
゜６１でＶｃｃへ接地したコレクタ接地型の回路となっ
ている。
Ｃ５４〜Ｃ５７とＴＲ５８によるＬＣ発振回路とし、Ｔ
Ｒ５８のコレクタをチョークコイル５９とパスコン６０
゜６１でＶｃｃへ接地したコレクタ接地型の回路となっ
ている。
前記ＶＣＯの出力はＴＲ５８のエミッタより取り出し、
一方はカップリングコンデンサ６２を通してＦＭ変調回
路の出力となり、もう一方は同じくカップリングコンデ
ンサ６３を通してＰＬＬ制御部へ入力される。ここでＲ
６４およびＲ６５はエミッタの負荷抵抗である。前記Ｐ
ＬＬ制御部へ入力された信号は分周器１６で分周され、
位相比較器１７で位相比較された出力がＬＰＦ１８を通
って前記ＶＣ○の制御電圧となり、電流制御抵抗器６６
を通して可変Ｃ５２に入力されＰＬＬの回路が完成する
。
一方はカップリングコンデンサ６２を通してＦＭ変調回
路の出力となり、もう一方は同じくカップリングコンデ
ンサ６３を通してＰＬＬ制御部へ入力される。ここでＲ
６４およびＲ６５はエミッタの負荷抵抗である。前記Ｐ
ＬＬ制御部へ入力された信号は分周器１６で分周され、
位相比較器１７で位相比較された出力がＬＰＦ１８を通
って前記ＶＣ○の制御電圧となり、電流制御抵抗器６６
を通して可変Ｃ５２に入力されＰＬＬの回路が完成する
。
発振周波数の可変は、マイコン２０により分周器１６の
分周比の設定を行って、それにより前記■ＣＯの制御電
圧が変化し、可変Ｃ５２の容量が変化することによりな
される。
分周比の設定を行って、それにより前記■ＣＯの制御電
圧が変化し、可変Ｃ５２の容量が変化することによりな
される。
変調信号はＣ６７を介してＲ６８で適当なレベルに調整
されて可変Ｃ５３に入力され、それにより可変Ｃ５３の
逆電圧が変化して可変Ｃ５３の容量が変化することによ
って、ＦＭ変調がかがる。ここで、Ｃ６９は可変Ｃ５３
に対して高周波的に接地するためのものである。
されて可変Ｃ５３に入力され、それにより可変Ｃ５３の
逆電圧が変化して可変Ｃ５３の容量が変化することによ
って、ＦＭ変調がかがる。ここで、Ｃ６９は可変Ｃ５３
に対して高周波的に接地するためのものである。
本実施例では、可変Ｃ５３の補正電圧として前記ＶＣＯ
の制御電圧をＲ７０と可変抵抗器（以下ＶＲと記す）７
１で分割して可変Ｃ５３のアノードに入力し、Ｖｃｃを
同じくＲ７２とＲ６８を通して可変Ｃ５３のカソードに
入力することによって、前記ｖｃ○の制御電圧と前記電
源電圧Ｖｃｃとの差が求められる電圧が可変Ｃ５３にか
かるようにし、ＶＲ７１でその電圧を調整して搬送波の
周波数に拘らず変調度が一定となるようにしている。
の制御電圧をＲ７０と可変抵抗器（以下ＶＲと記す）７
１で分割して可変Ｃ５３のアノードに入力し、Ｖｃｃを
同じくＲ７２とＲ６８を通して可変Ｃ５３のカソードに
入力することによって、前記ｖｃ○の制御電圧と前記電
源電圧Ｖｃｃとの差が求められる電圧が可変Ｃ５３にか
かるようにし、ＶＲ７１でその電圧を調整して搬送波の
周波数に拘らず変調度が一定となるようにしている。
（発明の効果）
本発明により、送信側の変調度を一定に保つことができ
、受信側で受信周波数が変わったときに出力レベルが変
化するということなく、一定レベルの出力を得ることが
でき、その実用上の効果は大である。
、受信側で受信周波数が変わったときに出力レベルが変
化するということなく、一定レベルの出力を得ることが
でき、その実用上の効果は大である。
第１図は本発明のＦＭ変調器の一実施例を示す回路構成
図、第２図は本発明のＦＭ変調器の別の実施例を示す回
路構成図、第３図は従来のＦＭ変調器の回路構成図、第
４図は可変Ｃの逆電圧−容量特性を示す図、第５図は従
来のＦＭ変調器の搬送波周波数−変調度特性を示す図で
ある。 １．５１・・・発振用固定コイル、 ２，５２・・・発
振用可変コンデンサ、 ３，５３・・・変調用可変コン
デンサ、 ４，５，６，７゜５４、５５．５６．５７・
・・発振用コンデンサ、８．５８・・・発振用トランジ
スタ、 ９，５９・・・チョークコイル、１０．１１．
６０．６１−・・パスコン、１４．１５．６４．６５・
・・負荷抵抗器、１２． ＋３．６２．６３・・・カッ
プリングコンデンサ、１６・・・分周器、１７・・・位
相比較器、１８・・・ローパスフィルタ、１９゜６６・
・・電流制御抵抗器、２０・・・マイコン、２２、６８
・・・変調信号レベル調整用抵抗器、２１、６７・・・
変調信号入力カップリング用コンデンサ、２３．６９・
・・高周波接地用コンデンサ、２４・・・補正電圧回路
、７０゜７２・・・抵抗器、７１・・・補正電圧調整用
可変抵抗器。 特許出願人 松下電器産業株式会社
図、第２図は本発明のＦＭ変調器の別の実施例を示す回
路構成図、第３図は従来のＦＭ変調器の回路構成図、第
４図は可変Ｃの逆電圧−容量特性を示す図、第５図は従
来のＦＭ変調器の搬送波周波数−変調度特性を示す図で
ある。 １．５１・・・発振用固定コイル、 ２，５２・・・発
振用可変コンデンサ、 ３，５３・・・変調用可変コン
デンサ、 ４，５，６，７゜５４、５５．５６．５７・
・・発振用コンデンサ、８．５８・・・発振用トランジ
スタ、 ９，５９・・・チョークコイル、１０．１１．
６０．６１−・・パスコン、１４．１５．６４．６５・
・・負荷抵抗器、１２． ＋３．６２．６３・・・カッ
プリングコンデンサ、１６・・・分周器、１７・・・位
相比較器、１８・・・ローパスフィルタ、１９゜６６・
・・電流制御抵抗器、２０・・・マイコン、２２、６８
・・・変調信号レベル調整用抵抗器、２１、６７・・・
変調信号入力カップリング用コンデンサ、２３．６９・
・・高周波接地用コンデンサ、２４・・・補正電圧回路
、７０゜７２・・・抵抗器、７１・・・補正電圧調整用
可変抵抗器。 特許出願人 松下電器産業株式会社
Claims (2)
- （１）固定コイル（以下固定Ｌと記す）、可変コンデン
サ（以下可変Ｃと記す）およびトランジスタ（以下ＴＲ
と記す）から成る電圧制御発振回路（以下ＶＣＯと記す
）とフェーズロックドループ制御部（以下ＰＬＬ制御部
と記す）で構成した可変周波数ＦＭ変調回路において、
前記ＶＣＯは搬送波発振周波数制御用の可変Ｃと変調信
号が入力される変調用の可変Ｃと変調度補正用電圧発生
回路とを具備し、前記ＰＬＬ制御部より出力されるＶＣ
Ｏ制御用電圧を前記搬送波発振用の可変Ｃに入力し、一
方前記変調度補正用電圧発生回路より出力される変調度
補正用電圧を前記変調用の可変Ｃに入力し、前記搬送波
の周波数を変化させたときに変調信号の変調度を一定に
保つことを特徴とするＰＬＬ制御によるＦＭ変調回路。 - （２）変調度補正用電圧を、前記ＰＬＬ制御部より出力
されるＶＣＯ制御用電圧と電源電圧との差の電圧から求
めることを特徴とする、請求項（１）記載のＰＬＬ制御
によるＦＭ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2299038A JPH04172002A (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | Ｐｌｌ制御によるｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2299038A JPH04172002A (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | Ｐｌｌ制御によるｆｍ変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04172002A true JPH04172002A (ja) | 1992-06-19 |
Family
ID=17867412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2299038A Pending JPH04172002A (ja) | 1990-11-06 | 1990-11-06 | Ｐｌｌ制御によるｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04172002A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009055626A (ja) * | 2002-02-25 | 2009-03-12 | Sony Electronics Inc | 発振器及びそれを用いた位相同期ループ回路 |
-
1990
- 1990-11-06 JP JP2299038A patent/JPH04172002A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009055626A (ja) * | 2002-02-25 | 2009-03-12 | Sony Electronics Inc | 発振器及びそれを用いた位相同期ループ回路 |
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