JPH0417434A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
- Publication number
- JPH0417434A JPH0417434A JP12151090A JP12151090A JPH0417434A JP H0417434 A JPH0417434 A JP H0417434A JP 12151090 A JP12151090 A JP 12151090A JP 12151090 A JP12151090 A JP 12151090A JP H0417434 A JPH0417434 A JP H0417434A
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- signal
- frequency
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- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はＦＳＫ方式（周波数偏位変調方式）で変調され
た信号の復調処理を行う復調装置に関する。
た信号の復調処理を行う復調装置に関する。
従来、この種の復調装置は第２図に示すように構成され
ている。同図において、２１はＦＳＫ方式で変調された
中間周波数の信号２２が入力される入力端子である。こ
の入力端子２１には周波数混合器２３の一方の入力端が
接続され、この周波数混合器２３の他方の入力端には局
部発振器２４の出力端が接続されている。周波数混合器
２３は入力した中間周波数の信号２２と局部発振器２４
から出力される局部発振周波数の信号２５とを混合して
可聴周波数帯域の信号２６を出力するものである。周波
数混合器２３の出力端にはローパス・フィルタ（Ｌ、Ｐ
、Ｆ）２７を介してアナログ・ディジタル変換器２８の
入力端が接続されている。ローパス・フィルタ２７は周
波数混合器２３の出力信号から高調波成分を除去する。
ている。同図において、２１はＦＳＫ方式で変調された
中間周波数の信号２２が入力される入力端子である。こ
の入力端子２１には周波数混合器２３の一方の入力端が
接続され、この周波数混合器２３の他方の入力端には局
部発振器２４の出力端が接続されている。周波数混合器
２３は入力した中間周波数の信号２２と局部発振器２４
から出力される局部発振周波数の信号２５とを混合して
可聴周波数帯域の信号２６を出力するものである。周波
数混合器２３の出力端にはローパス・フィルタ（Ｌ、Ｐ
、Ｆ）２７を介してアナログ・ディジタル変換器２８の
入力端が接続されている。ローパス・フィルタ２７は周
波数混合器２３の出力信号から高調波成分を除去する。
アナログ・ディジタル変換器２８はこの高調波成分が除
去されたアナログ信号をディジタル信号に変換するもの
である。アナログ・ディジタル変換器２８の出力端には
シグナルプロセッサ２９の入力端が接続されている。シ
グナルプロセッサ２９は入力したディジタル信号の復調
処理を行うものであり、パーソナル・コンピュータの内
部に設けられている。
去されたアナログ信号をディジタル信号に変換するもの
である。アナログ・ディジタル変換器２８の出力端には
シグナルプロセッサ２９の入力端が接続されている。シ
グナルプロセッサ２９は入力したディジタル信号の復調
処理を行うものであり、パーソナル・コンピュータの内
部に設けられている。
すなわち、この復調装置においては、入力端子２１に入
力された中間周波数の信号２２は周波数混合器２３にお
いて局部発振器２４から出力された局部発振周波数の信
号２５と混合され、可聴周波数の信号２６として出力さ
れる。この可聴周波数の信号２６はローパス・フィルタ
２７において高調波成分が除去された後、アナログ・デ
ィジタル変換器２８においてアナログ・ディジタル変換
され、ディジタル信号としてシグナルプロセッサ２９に
入力され復調処理がなされる。
力された中間周波数の信号２２は周波数混合器２３にお
いて局部発振器２４から出力された局部発振周波数の信
号２５と混合され、可聴周波数の信号２６として出力さ
れる。この可聴周波数の信号２６はローパス・フィルタ
２７において高調波成分が除去された後、アナログ・デ
ィジタル変換器２８においてアナログ・ディジタル変換
され、ディジタル信号としてシグナルプロセッサ２９に
入力され復調処理がなされる。
上述のように従来の復調装置では、アナログ・ディジタ
ル変換器２８によりディジタル変換を行った後、シグナ
ルプロセッサ２９により復調処理が行われるが、アナロ
グ・ディジタル変換器２８のサンプリング周波数を速く
し、被処理データの量を多くすることが信号処理の精度
を左右することになる。しかし、アナログ・ディジタル
変換器２８においてサンプリング周波数を速くすること
にも限界があり、ディジタル信号処理を行うシグナルプ
ロセッサ２９の信号演算処理量を確保するた必には、処
理データの量をなるべく少なくする必要があり、サンプ
リング周波数がなるべく遅い方が望ましい。
ル変換器２８によりディジタル変換を行った後、シグナ
ルプロセッサ２９により復調処理が行われるが、アナロ
グ・ディジタル変換器２８のサンプリング周波数を速く
し、被処理データの量を多くすることが信号処理の精度
を左右することになる。しかし、アナログ・ディジタル
変換器２８においてサンプリング周波数を速くすること
にも限界があり、ディジタル信号処理を行うシグナルプ
ロセッサ２９の信号演算処理量を確保するた必には、処
理データの量をなるべく少なくする必要があり、サンプ
リング周波数がなるべく遅い方が望ましい。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、アナロ
グ・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くす
ることができ、シグナルプロセッサの信号処理演算量に
時間的な余裕をもたらすことができ、その処理能力を最
大限に活用し得る復調装置を提供することを目的とする
。
グ・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くす
ることができ、シグナルプロセッサの信号処理演算量に
時間的な余裕をもたらすことができ、その処理能力を最
大限に活用し得る復調装置を提供することを目的とする
。
本発明の復調装置は、変調された中間周波数帯域の信号
を入力して可聴周波数帯域の信号を実数成分と虚数成分
に分けて出力する周波数混合器と、この周波数混合器の
出力信号のアナログ・ディジタル変換を行うアナログ・
ディジタル変換器と、このアナログ・ディジタル変換器
から出力されたディジタル信号の復調処理を行うシグナ
ルプロセンサとを備えている。また、本発明の復調装置
は、前記周波数混合器とアナログ・ディジタル変換器と
の間に高調波成分を除去するためのローパス・フィルタ
を有している。
を入力して可聴周波数帯域の信号を実数成分と虚数成分
に分けて出力する周波数混合器と、この周波数混合器の
出力信号のアナログ・ディジタル変換を行うアナログ・
ディジタル変換器と、このアナログ・ディジタル変換器
から出力されたディジタル信号の復調処理を行うシグナ
ルプロセンサとを備えている。また、本発明の復調装置
は、前記周波数混合器とアナログ・ディジタル変換器と
の間に高調波成分を除去するためのローパス・フィルタ
を有している。
このような構成により本発明の復調装置では、アナログ
・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くする
ことができ、シグナルプロセッサの信号処理演算量に時
間的な余裕をもたらすことができる。
・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くする
ことができ、シグナルプロセッサの信号処理演算量に時
間的な余裕をもたらすことができる。
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の一実施例に係わる復調装置の構成を示
すブロック図である。同図において、１はＦＳＫ方式で
変調された中間周波数の信号２が入力される入力端子で
ある。この入力端子２には９０°周波数混合器３の一方
の入力端が接続され、この９０°周波数混合器３の他方
の入力端には局部発振器４の出力端が接続されている。
すブロック図である。同図において、１はＦＳＫ方式で
変調された中間周波数の信号２が入力される入力端子で
ある。この入力端子２には９０°周波数混合器３の一方
の入力端が接続され、この９０°周波数混合器３の他方
の入力端には局部発振器４の出力端が接続されている。
９０°周波数混合器３は入力した中間周波数の信号２と
局部発振器４から出力される局部発振周波数の信号５と
を混合して可聴周波数帯域の信号を出力するとともに、
複素変換換作によりこの信号を実数成分（Ｒ，） ６
と虚数成分（１，） ７とに分配して出力するもので
ある。これらの成分はそれぞれローパス・フィルタ（Ｌ
、Ｐ、Ｆ）８にヨリ高調波成分が除去された後、アナロ
グ・ディジタル変換器９に入力されるようになっている
。アナログ・デインタル変換器９は実数成分（Ｒ，）
６と虚数成分（１，） ７とに分配されて入力した
アナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換するもの
である。このアナログ・ディジタル変換器９から出力さ
れたディジタル信号の実数成分（Ｒ，’） １０と虚
数成分（１，）１１はそれぞれシグナルプロセンサ１２
に入力され復調処理が行われるようになっている。この
シグナルプロセッサ１２がパーソナル・コンビコータの
内部に設けられていることは第２図の場合と同様である
。
局部発振器４から出力される局部発振周波数の信号５と
を混合して可聴周波数帯域の信号を出力するとともに、
複素変換換作によりこの信号を実数成分（Ｒ，） ６
と虚数成分（１，） ７とに分配して出力するもので
ある。これらの成分はそれぞれローパス・フィルタ（Ｌ
、Ｐ、Ｆ）８にヨリ高調波成分が除去された後、アナロ
グ・ディジタル変換器９に入力されるようになっている
。アナログ・デインタル変換器９は実数成分（Ｒ，）
６と虚数成分（１，） ７とに分配されて入力した
アナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換するもの
である。このアナログ・ディジタル変換器９から出力さ
れたディジタル信号の実数成分（Ｒ，’） １０と虚
数成分（１，）１１はそれぞれシグナルプロセンサ１２
に入力され復調処理が行われるようになっている。この
シグナルプロセッサ１２がパーソナル・コンビコータの
内部に設けられていることは第２図の場合と同様である
。
このような構成により本実施例の復調装置では、入力端
子１に入力された中間周波数の信号２は９０°周波数混
合器３において局部発振器４から出力された局部発振周
波数の信号５と混合され可聴周波数帯域の信号となると
ともに、複素変換操作により実数成分（Ｒ，） ６と
虚数成分（１，） ７とに分配して出力される。この
信号の実数成分（Ｒ，） ６と虚数成分（１，）７はそ
れぞれローパス・フィルタ８において高調波成分が除去
された後、アナログ・ディジタル変換器９においてアナ
ログ・ディジタル変換され、ディジタル信号の実数成分
１０、虚数成分１１としてシグナルプロセッサ１２に入
力され復調処理がなされる。
子１に入力された中間周波数の信号２は９０°周波数混
合器３において局部発振器４から出力された局部発振周
波数の信号５と混合され可聴周波数帯域の信号となると
ともに、複素変換操作により実数成分（Ｒ，） ６と
虚数成分（１，） ７とに分配して出力される。この
信号の実数成分（Ｒ，） ６と虚数成分（１，）７はそ
れぞれローパス・フィルタ８において高調波成分が除去
された後、アナログ・ディジタル変換器９においてアナ
ログ・ディジタル変換され、ディジタル信号の実数成分
１０、虚数成分１１としてシグナルプロセッサ１２に入
力され復調処理がなされる。
このシグナルプロセッサ１２に入力された信号の実数成
分（Ｒ，） １０と虚数成分（１，’） １１との
絶対角ｅは次式で求められる。
分（Ｒ，） １０と虚数成分（１，’） １１との
絶対角ｅは次式で求められる。
Ｉ、 （ｔ）
０＝ｔａｎ
Ｒｅ （ｔ）
また、サンプリング毎の角度変化量△ｅ（ｔ）は
△ｅ （ｔ）＝ｅ （ｔ） −〇 （ｔ−１）と
なる。ＦＳＫ方式で変調された変調信号の場合は、この
△θ（１）がもともとの変調信号Ｖ（ｔ）に相当する。
なる。ＦＳＫ方式で変調された変調信号の場合は、この
△θ（１）がもともとの変調信号Ｖ（ｔ）に相当する。
したがってシグナルプロセンサー２における信号処理に
よりこの変調信号の復調が可能になる。
よりこの変調信号の復調が可能になる。
このように本実施例の復調装置では、ベースバンド信号
を複素化するようにしたので、この信号の実数成分（Ｒ
，） ６と虚数成分（１，） ７とを対に観測する
ことができる。このことは、正および負の周波数帯域に
わたって信号を取り扱えることを意味する。たとえば、
周波数帯域がＡ （）Ｉｚ）の信号を複素化した場合、
帯域の中心周波数を０（Ｈｚ）にシフトすれば、この信
号を±Ａ／２ （セ）の帯域として取り扱うことができ
る。したかって、アナログ・ディジタル変換器９におい
てアナログ信号をディジタル信号に変換する際にサンプ
リング周波数を遅くすることができる。一方、従来と同
じ周波数を使用するならば、より広い帯域のベースバン
ド信号を取り扱うことが可能となる。
を複素化するようにしたので、この信号の実数成分（Ｒ
，） ６と虚数成分（１，） ７とを対に観測する
ことができる。このことは、正および負の周波数帯域に
わたって信号を取り扱えることを意味する。たとえば、
周波数帯域がＡ （）Ｉｚ）の信号を複素化した場合、
帯域の中心周波数を０（Ｈｚ）にシフトすれば、この信
号を±Ａ／２ （セ）の帯域として取り扱うことができ
る。したかって、アナログ・ディジタル変換器９におい
てアナログ信号をディジタル信号に変換する際にサンプ
リング周波数を遅くすることができる。一方、従来と同
じ周波数を使用するならば、より広い帯域のベースバン
ド信号を取り扱うことが可能となる。
以上説明したように請求項１記載の復調装置によれば、
変調された中間周波数の信号を入力して可聴周波数帯域
の信号を出力する際に、この信号を複素化して実数成分
と虚数成分に分けて出力するようにしたので、アナログ
・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くする
ことができ、シグナルプロセッサにおける信号処理演算
量に時間的な余裕をもたらすことができ、シグナルプロ
セッサの信号処理能力を最大限に活用することができる
。また、請求項２記載の復調装置によれば、高調波成分
を除去することができるため、復調処理の精度が向上す
る。
変調された中間周波数の信号を入力して可聴周波数帯域
の信号を出力する際に、この信号を複素化して実数成分
と虚数成分に分けて出力するようにしたので、アナログ
・ディジタル変換器でのサンプリング周波数を遅くする
ことができ、シグナルプロセッサにおける信号処理演算
量に時間的な余裕をもたらすことができ、シグナルプロ
セッサの信号処理能力を最大限に活用することができる
。また、請求項２記載の復調装置によれば、高調波成分
を除去することができるため、復調処理の精度が向上す
る。
第１図は本発明の一実施例に係わる復調装置の構成を示
すブロック図、第２図は従来の復調装置の構成を示すブ
ロック図である。 ３・・・・・９０°周波数混合器、 ４・・・・・・局部発振器、 ９・・・・・・アナログ・ディジタル変換器、１２・・
・・・・シグナルプロセッサ。 出 願 人 日本電気株式会社 代 理 人 弁理士 山内梅雄
すブロック図、第２図は従来の復調装置の構成を示すブ
ロック図である。 ３・・・・・９０°周波数混合器、 ４・・・・・・局部発振器、 ９・・・・・・アナログ・ディジタル変換器、１２・・
・・・・シグナルプロセッサ。 出 願 人 日本電気株式会社 代 理 人 弁理士 山内梅雄
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、変調された中間周波数帯域の信号を入力して可聴周
波数帯域の信号を実数成分と虚数成分に分けて出力する
周波数混合器と、 この周波数混合器の出力信号のアナログ・ディジタル変
換を行うアナログ・ディジタル変換器と、このアナログ
・ディジタル変換器から出力されたディジタル信号の復
調処理を行うシグナルプロセッサ とを備えたことを特徴とする復調装置。 ２、前記周波数混合器とアナログ・ディジタル変換器と
の間に高調波成分を除去するためのローパス・フィルタ
を設けてなる請求項１記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12151090A JPH0417434A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12151090A JPH0417434A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0417434A true JPH0417434A (ja) | 1992-01-22 |
Family
ID=14812988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12151090A Pending JPH0417434A (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0417434A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014003528A (ja) * | 2012-06-20 | 2014-01-09 | Tokai Rika Co Ltd | Ｆｓｋ復調器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6330049A (ja) * | 1986-07-23 | 1988-02-08 | Hitachi Ltd | Ｍｓｋ復調回路 |
-
1990
- 1990-05-11 JP JP12151090A patent/JPH0417434A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6330049A (ja) * | 1986-07-23 | 1988-02-08 | Hitachi Ltd | Ｍｓｋ復調回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014003528A (ja) * | 2012-06-20 | 2014-01-09 | Tokai Rika Co Ltd | Ｆｓｋ復調器 |
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