JPH0419780B2 - - Google Patents
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- JPH0419780B2 JPH0419780B2 JP58186977A JP18697783A JPH0419780B2 JP H0419780 B2 JPH0419780 B2 JP H0419780B2 JP 58186977 A JP58186977 A JP 58186977A JP 18697783 A JP18697783 A JP 18697783A JP H0419780 B2 JPH0419780 B2 JP H0419780B2
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Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、電力系統の保護を行なうデイジタル
保護継電器、特に故障点までのインピーダンスに
より応動するデイジタル距離継電器に関する。
保護継電器、特に故障点までのインピーダンスに
より応動するデイジタル距離継電器に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
従来の距離継電器には種々の特性のものがある
が、次の(1)式を動作原理式として第１図に示すよ
うな直線特性を有するリアクタンスリレーを例に
して従来技術を説明する。
が、次の(1)式を動作原理式として第１図に示すよ
うな直線特性を有するリアクタンスリレーを例に
して従来技術を説明する。
ZS・｜I〓｜2−｜V〓｜・｜I〓Lθ｜・cos＞K〓0……
(1) ここでZSは整定値、θは最大感度角、は電圧
ベクトルV〓とθだけ位相をシフトした電流ベクト
ルI〓の位相差である。またK0は(1)式の左辺である
動作項に含まれる誤差の影響を軽減するための抑
制項であり、下記(2)式で表わされる。
(1) ここでZSは整定値、θは最大感度角、は電圧
ベクトルV〓とθだけ位相をシフトした電流ベクト
ルI〓の位相差である。またK0は(1)式の左辺である
動作項に含まれる誤差の影響を軽減するための抑
制項であり、下記(2)式で表わされる。
K0＝ZS・K01 ……(2)
ここでK01は定数である。
(1)式および(2)式を最大感度角上で変形すると次
の(3)式が得られる。
の(3)式が得られる。
１−Ｚ／ZS＞K01／｜Ｉ｜2 ……(3)
そしてこの(3)式の電流−インピーダンス特性は
理論的には第２図ａのようになる。
理論的には第２図ａのようになる。
これにより、K0＝０の場合は入力に含まれる
誤差の影響により、従来より第２図ｂのようにな
ることが経験的に知られていた電流−インピーダ
ンス特性は、第２図ｃのようになり、不完全動作
によるオーバーリーチを抑制して良好な特性とす
ることが出来る。
誤差の影響により、従来より第２図ｂのようにな
ることが経験的に知られていた電流−インピーダ
ンス特性は、第２図ｃのようになり、不完全動作
によるオーバーリーチを抑制して良好な特性とす
ることが出来る。
しかし、K0＝ZS・K01の場合、第２図ｃの電流
−インピーダンス特性で、整定値が小さいときに
はアンダーリーチは小さいが、小電流域で不安定
となり、整定値が大きいときには小電流域で安定
動作であるが、アンダーリーチが大きくなる。そ
して整定範囲が広いと、極端な場合は許容限度を
超えてしまうという欠点がある。
−インピーダンス特性で、整定値が小さいときに
はアンダーリーチは小さいが、小電流域で不安定
となり、整定値が大きいときには小電流域で安定
動作であるが、アンダーリーチが大きくなる。そ
して整定範囲が広いと、極端な場合は許容限度を
超えてしまうという欠点がある。
［発明の目的］
本発明は、上記の欠点を解決するためになされ
たもので、その目的は、整定範囲が広い場合でも
最大整定から最小整定まで良好な特性の得られる
デイジタル距離継電器を提供するにある。
たもので、その目的は、整定範囲が広い場合でも
最大整定から最小整定まで良好な特性の得られる
デイジタル距離継電器を提供するにある。
［発明の概要］
本発明は上記目的を達成するために、リレーの
動作判定式中の抑制項を整定値ZSと定数K01、
K02よりZS・K01＋K02あるいはZ2 S・K01＋K02とす
ることによつて、動作項に含まれる誤差の影響を
効果的に軽減して良好な継電器特性を有するデイ
ジタル距離継電器に関するものである。
動作判定式中の抑制項を整定値ZSと定数K01、
K02よりZS・K01＋K02あるいはZ2 S・K01＋K02とす
ることによつて、動作項に含まれる誤差の影響を
効果的に軽減して良好な継電器特性を有するデイ
ジタル距離継電器に関するものである。
［発明の実施例］
本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第３図は本発明によるデイジタル距離継電器の
一実施例のブロツク構成図、第４図は第３図の演
算回路の機能ブロツク図、第５図及び第６図はそ
れぞれ本発明のデイジタル距離継電器における入
力と絶対誤差及び入力と相対誤差の関係を示す
図、第７図は第３図の作用を説明するための図、
第８図はフローチヤートである。
一実施例のブロツク構成図、第４図は第３図の演
算回路の機能ブロツク図、第５図及び第６図はそ
れぞれ本発明のデイジタル距離継電器における入
力と絶対誤差及び入力と相対誤差の関係を示す
図、第７図は第３図の作用を説明するための図、
第８図はフローチヤートである。
第３図において３０は入力変換器であり、電力
系統から導入された電圧V〓及び電流I〓を適当な大
きさの電圧情報に変換する。３１はフイルタで、
入力変換器３０の出力を導入して高調波成分を除
去する。３２はサンプル／ホールド回路で、フイ
ルタ３１の出力を所定の時間間隔でサンプリング
して値を保持する。３３はアナログ／デイジタル
変換回路で、サンプル／ホールド回路３２の出力
をデイジタルデータに変換する。３４はダイレク
ト・メモリ・アクセス回路で、アナログ／デイジ
タル変換回路の出力をメモリ回路３６の所定の番
地に書き込む。３５は整定回路で、使用者が整定
値を整定するための回路である。整定回路３５の
出力はダイレクト・メモリ・アクセス回路３４に
よりメモリ回路３６の所定の番地に書き込まれ
る。３７はリレー演算回路で、リード・オンリ・
メモリ３８に書かれたプログラムに従つてメモリ
回路３６に書き込まれた系統の電圧、電流データ
と整定値を用いてリレーの演算を実行する。３９
は出力回路で、リレー演算回路の演算結果に基き
しや断器引外し指令を出力する。
系統から導入された電圧V〓及び電流I〓を適当な大
きさの電圧情報に変換する。３１はフイルタで、
入力変換器３０の出力を導入して高調波成分を除
去する。３２はサンプル／ホールド回路で、フイ
ルタ３１の出力を所定の時間間隔でサンプリング
して値を保持する。３３はアナログ／デイジタル
変換回路で、サンプル／ホールド回路３２の出力
をデイジタルデータに変換する。３４はダイレク
ト・メモリ・アクセス回路で、アナログ／デイジ
タル変換回路の出力をメモリ回路３６の所定の番
地に書き込む。３５は整定回路で、使用者が整定
値を整定するための回路である。整定回路３５の
出力はダイレクト・メモリ・アクセス回路３４に
よりメモリ回路３６の所定の番地に書き込まれ
る。３７はリレー演算回路で、リード・オンリ・
メモリ３８に書かれたプログラムに従つてメモリ
回路３６に書き込まれた系統の電圧、電流データ
と整定値を用いてリレーの演算を実行する。３９
は出力回路で、リレー演算回路の演算結果に基き
しや断器引外し指令を出力する。
第４図は前述のリレー演算回路３７で行なわれ
る機能ブロツク図である。同図において、４１は
メモリ回路３６の記憶内容を基に電流の大きさ｜
I〓｜の２乗と整定値ZSとの積である動作量ZS・｜I〓
｜2を算出する第１演算手段、４２は同じく電流
の位相をシフトし、この位相をシフトされた電流
I〓Lθと電圧V〓との内積である抑制量｜V〓｜・｜I〓L
θ｜・cosを算出する第２の演算手段、４３は
整定値ZSと定数K01の積と定数K02の和である抑
制項ZS・K01＋K02を算出する第３の演算手段、
４４は第１演算手段４１の出力である動作量と第
２演算手段４２の出力である抑制量の差が第３演
算手段４３の出力である抑制項より大きい（ZS・
｜I〓｜−｜V〓｜・｜I〓Lθ｜・cos＞ZS・K01＋K02
）
か否かを判定する判定手段、４５は判定手段４４
の条件が一定時間以上成立しているかを検出する
オンデイレイタイマであり、その出力を前記の出
力回路３９へ送出する。
る機能ブロツク図である。同図において、４１は
メモリ回路３６の記憶内容を基に電流の大きさ｜
I〓｜の２乗と整定値ZSとの積である動作量ZS・｜I〓
｜2を算出する第１演算手段、４２は同じく電流
の位相をシフトし、この位相をシフトされた電流
I〓Lθと電圧V〓との内積である抑制量｜V〓｜・｜I〓L
θ｜・cosを算出する第２の演算手段、４３は
整定値ZSと定数K01の積と定数K02の和である抑
制項ZS・K01＋K02を算出する第３の演算手段、
４４は第１演算手段４１の出力である動作量と第
２演算手段４２の出力である抑制量の差が第３演
算手段４３の出力である抑制項より大きい（ZS・
｜I〓｜−｜V〓｜・｜I〓Lθ｜・cos＞ZS・K01＋K02
）
か否かを判定する判定手段、４５は判定手段４４
の条件が一定時間以上成立しているかを検出する
オンデイレイタイマであり、その出力を前記の出
力回路３９へ送出する。
次に、前記の如き構成の本発明のリアクタンス
リレーの作用について説明する。
リレーの作用について説明する。
すなわち第３図のブロツク構成図において、メ
モリ回路に書き込まれた系統の電圧・電流データ
には前段の諸回路で発生した誤差が含まれてい
る。つまり誤差要因としては、ゲインドリフト誤
差、リニアリテイ誤差のようにアナログ回路で入
出力間の比が一定でないことにより発生する誤
差、オフセツト誤差のようにアナログ回路で発生
する直流分誤差、量子化誤差のようにアナログ／
デイジタル変換時に発生する丸め誤差がある。ゲ
インドリフト誤差およびリニアリテイ誤差はその
大きさが入力の大きさに比例して発生する比例分
誤差であり、オフセツト誤差および量子化誤差は
その大きさが入力の大きさとは無関係に発生する
固定分誤差である。これらの誤差の影響を考える
と、入力に含まれる誤差の大きさそのもの、すな
わち絶対誤差は比例分誤差の影響により、第５図
に示すように入力の大きさとともに大きくなる
が、入力に含まれる誤差の割合、すなわち相対誤
差は固定分誤差の影響により、第６図に示すよう
に入力が小さい程大きくなる。第２図ｂの電流−
インピーダンス特性に現われている傾向、すなわ
ち小電流域で不完全動作域が広がる傾向は、固定
分誤差の影響によるものである。
モリ回路に書き込まれた系統の電圧・電流データ
には前段の諸回路で発生した誤差が含まれてい
る。つまり誤差要因としては、ゲインドリフト誤
差、リニアリテイ誤差のようにアナログ回路で入
出力間の比が一定でないことにより発生する誤
差、オフセツト誤差のようにアナログ回路で発生
する直流分誤差、量子化誤差のようにアナログ／
デイジタル変換時に発生する丸め誤差がある。ゲ
インドリフト誤差およびリニアリテイ誤差はその
大きさが入力の大きさに比例して発生する比例分
誤差であり、オフセツト誤差および量子化誤差は
その大きさが入力の大きさとは無関係に発生する
固定分誤差である。これらの誤差の影響を考える
と、入力に含まれる誤差の大きさそのもの、すな
わち絶対誤差は比例分誤差の影響により、第５図
に示すように入力の大きさとともに大きくなる
が、入力に含まれる誤差の割合、すなわち相対誤
差は固定分誤差の影響により、第６図に示すよう
に入力が小さい程大きくなる。第２図ｂの電流−
インピーダンス特性に現われている傾向、すなわ
ち小電流域で不完全動作域が広がる傾向は、固定
分誤差の影響によるものである。
さらに整定値と誤差の関係を検討する。ここで
検討するのは電流−インピーダンス特性であるか
ら、これが整定値を変えるとどうなるかというこ
とである。そこで電流を一定にすると、電流に含
まれる誤差は整定値の大きさに無関係であり、動
作限界電圧は整定値に比例するので電圧に含まれ
る誤差は整定値の大きさに比例していると言うこ
とができる。そうすると、総合誤差は整定値に対
しても比例分誤差と固定分誤差が存在すると考え
た方がよい。誤差による影響を軽減するために
は、誤差とほぼ同じ大きさの抑制項により誤差を
相殺する必要がある。また、この誤差が整定値に
対して比例分と固定分を持つているなら、抑制項
も誤差と同じ構成となるように比例分を持つてい
る必要がある。
検討するのは電流−インピーダンス特性であるか
ら、これが整定値を変えるとどうなるかというこ
とである。そこで電流を一定にすると、電流に含
まれる誤差は整定値の大きさに無関係であり、動
作限界電圧は整定値に比例するので電圧に含まれ
る誤差は整定値の大きさに比例していると言うこ
とができる。そうすると、総合誤差は整定値に対
しても比例分誤差と固定分誤差が存在すると考え
た方がよい。誤差による影響を軽減するために
は、誤差とほぼ同じ大きさの抑制項により誤差を
相殺する必要がある。また、この誤差が整定値に
対して比例分と固定分を持つているなら、抑制項
も誤差と同じ構成となるように比例分を持つてい
る必要がある。
前述の第３演算手段４３で得られる抑制項は第
７図に示すように整定値に対して比例分と固定分
を持つており、誤差の構成と同じであるので、誤
差の影響を効果的に軽減できる。
７図に示すように整定値に対して比例分と固定分
を持つており、誤差の構成と同じであるので、誤
差の影響を効果的に軽減できる。
このような機能は第８図に示すフローチヤート
を実行することで得られる。なお、第８図の演算
は一定時間間隔毎に行なわれる。まず、ステツプ
81ではサンプリングデータを基に電流の大きさ｜
I〓｜の２乗と整定値ZSの積である動作量ZS・｜I〓｜
２を計算する。ステツプ82では同じく電流の位相
をシフトし、この位相をシフトされた電流I〓Lθと
電圧V〓との内積である抑制項｜V〓｜・｜I〓Lθ｜・
cosを計算する。電流I〓および電圧V〓のサンプリ
ングデータをそれぞれin，in-1，in-2，…とvn，
vn-1，vn-2，…とし、inとvnは同時刻、inとin-3、
vnとvn-3は電気角で90°位相の離れた時刻のデー
タとすると、動作量はZS・（i2 n＋i2 n-3）で計算さ
れ、また例えば位相シフトθを90°とすると、抑
制項は（in・vn-3−in-3・vn）で計算される。ス
テツプ83では整定値ZSと定数K01，K02より抑制
項ZS・K01＋K02を計算する。ステツプ84ではス
テツプ81、82、83で計算された値を用いて動作量
と抑制量の差が抑制項より大きいか否かの判定を
行なう。すなわちZS・｜I〓｜2−｜V〓｜・｜I〓Lθ
｜・cos＞ZS・K01＋K02の条件が成立するか否
かの判定を行なう。そして、この条件が成立すれ
ば、ステツプ85で回数をカウントし、Ｎ回以上に
なれば、ステツプ86で動作出力を出力回路３９に
送出する。ステツプ84で条件が成立しないとき、
またはステツプ85でカウントがＮ回に達しないと
きはステツプ87で動作出力を出力回路３９に送出
するのを止める。
を実行することで得られる。なお、第８図の演算
は一定時間間隔毎に行なわれる。まず、ステツプ
81ではサンプリングデータを基に電流の大きさ｜
I〓｜の２乗と整定値ZSの積である動作量ZS・｜I〓｜
２を計算する。ステツプ82では同じく電流の位相
をシフトし、この位相をシフトされた電流I〓Lθと
電圧V〓との内積である抑制項｜V〓｜・｜I〓Lθ｜・
cosを計算する。電流I〓および電圧V〓のサンプリ
ングデータをそれぞれin，in-1，in-2，…とvn，
vn-1，vn-2，…とし、inとvnは同時刻、inとin-3、
vnとvn-3は電気角で90°位相の離れた時刻のデー
タとすると、動作量はZS・（i2 n＋i2 n-3）で計算さ
れ、また例えば位相シフトθを90°とすると、抑
制項は（in・vn-3−in-3・vn）で計算される。ス
テツプ83では整定値ZSと定数K01，K02より抑制
項ZS・K01＋K02を計算する。ステツプ84ではス
テツプ81、82、83で計算された値を用いて動作量
と抑制量の差が抑制項より大きいか否かの判定を
行なう。すなわちZS・｜I〓｜2−｜V〓｜・｜I〓Lθ
｜・cos＞ZS・K01＋K02の条件が成立するか否
かの判定を行なう。そして、この条件が成立すれ
ば、ステツプ85で回数をカウントし、Ｎ回以上に
なれば、ステツプ86で動作出力を出力回路３９に
送出する。ステツプ84で条件が成立しないとき、
またはステツプ85でカウントがＮ回に達しないと
きはステツプ87で動作出力を出力回路３９に送出
するのを止める。
以上述べたようにすれば、リアクタンスリレー
の動作量と抑制量に含まれる誤差の影響を効果的
に軽減して良好なリレー特性とすることが出来
る。
の動作量と抑制量に含まれる誤差の影響を効果的
に軽減して良好なリレー特性とすることが出来
る。
さらに、本発明はリアクタンスリレーのみに限
定されるのではなく、Ｒ−Ｘ座標において動作限
界が直線で表現されるリレーについても前記リア
クタンスリレーと同様に動作判定式中の抑制項を
選定することにより動作項に含まれる誤差の影響
を効果的に軽減して良好な継電器特性を有するデ
イジタル距離継電器を提供することができる。
定されるのではなく、Ｒ−Ｘ座標において動作限
界が直線で表現されるリレーについても前記リア
クタンスリレーと同様に動作判定式中の抑制項を
選定することにより動作項に含まれる誤差の影響
を効果的に軽減して良好な継電器特性を有するデ
イジタル距離継電器を提供することができる。
以上の説明は、直線特性をもつ例えばリアクタ
ンスリレーについて行なつたが、次の(4)式を動作
原理式として第９図に示すような円特性を実現し
ているモーリレーについても同様である。
ンスリレーについて行なつたが、次の(4)式を動作
原理式として第９図に示すような円特性を実現し
ているモーリレーについても同様である。
ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・cos−｜V〓｜2＞K0 ……(4)
ここでZSは整定値、θは最大感度角、は電圧
ベクトルV〓とθだけ位相をシフトした電流ベクト
ルI〓の位相差、K0は左辺である動作項に含まれる
誤差の影響を軽減するための抑制項である。
ベクトルV〓とθだけ位相をシフトした電流ベクト
ルI〓の位相差、K0は左辺である動作項に含まれる
誤差の影響を軽減するための抑制項である。
第１０図は前述のリレー演算回路３７で行なわ
れる機能を説明するための機能ブロツク図であ
る。同図において１０１は前記のメモリ回路３６
の記憶内容を基に電流の位相をシフトし、この位
相をシフトされた電流I〓Lθと電圧V〓との内積｜I〓L
θ｜・｜V〓｜・cosを算出し、その内積と整定値
ZSとの積である動作量ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・
cosを算出する第４の演算手段、１０２は同じ
く電圧の大きさ｜V〓｜の２乗である抑制量｜V〓｜
２を算出する第５演算手段、１０３は整定値ZSの
２乗と定数K01の積と定数K02の和である抑制項
Z2 S・K01＋K02を算出する第６演算手段、１０４
は第４演算手段１０１の出力である動作量と第５
演算手段１０２の出力である抑制量の差が第６演
算手段１０３の出力である抑制項より大きい
（ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・cos−｜V〓｜2＞Z2 S・K
01
＋K02）か否かを判定する判定手段、１０５は判
定手段１０４の条件が一定時間以上成立している
か否かを検出するオンデイレイタイマであり、そ
の出力を前述の出力回路３９へ送出する。
れる機能を説明するための機能ブロツク図であ
る。同図において１０１は前記のメモリ回路３６
の記憶内容を基に電流の位相をシフトし、この位
相をシフトされた電流I〓Lθと電圧V〓との内積｜I〓L
θ｜・｜V〓｜・cosを算出し、その内積と整定値
ZSとの積である動作量ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・
cosを算出する第４の演算手段、１０２は同じ
く電圧の大きさ｜V〓｜の２乗である抑制量｜V〓｜
２を算出する第５演算手段、１０３は整定値ZSの
２乗と定数K01の積と定数K02の和である抑制項
Z2 S・K01＋K02を算出する第６演算手段、１０４
は第４演算手段１０１の出力である動作量と第５
演算手段１０２の出力である抑制量の差が第６演
算手段１０３の出力である抑制項より大きい
（ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・cos−｜V〓｜2＞Z2 S・K
01
＋K02）か否かを判定する判定手段、１０５は判
定手段１０４の条件が一定時間以上成立している
か否かを検出するオンデイレイタイマであり、そ
の出力を前述の出力回路３９へ送出する。
次に、前記の如き構成の本発明のモーリレーの
作用について第１１図のフローチヤートに従つて
説明する。なお第１１図の演算は一定時間間隔毎
に行なわれる。まずステツプ111ではサンプリン
グデータを基に電流の位相をシフトし、この位相
をシフトされた電流I〓Lθと電圧V〓の内積｜I〓Lθ
｜・｜Ｖ｀｜・cosを計算し、この内積と整定値
ZSの積である動作量ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・cos
を計算する。ステツプ112では同じく電圧の大き
さ｜V〓｜の２乗である抑制量｜V〓｜2を計算する。
例えば位相シフトθを60°とし、電流I〓と電圧V〓の
サンプリングデータをそれぞれin，in-1，in-2，
…とvn，vn-1，vn-2，…とし、vnとin-1は電気角
で30°、in-1とin-4、vnとvn-3は電気角で90°位相の
離れた時刻のデータとすると、動作量はZS
（in-1・vn-3−in-4・vn）で計算され、抑制量は
（v2 n−v2 n-3）で計算される。ステツプ113では整定
値ZSと定数K01，K02より抑制項Z2 S・K01＋K02を
計算する。ステツプ114ではステツプ111、112、
113で計算された値を用いて動作量と抑制量と差
が抑制項より大きいか否かの判定を行なう。条件
が成立すれば、ステツプ115で回数をカウントし、
Ｎ回以上になればステツプ116で動作出力を出力
回路３９に送出する。ステツプ114で条件が成立
しないとき、またはステツプ115でカウントがＮ
回に達しないときはステツプ117で動作出力を出
力回路３９に送出するのを止める。
作用について第１１図のフローチヤートに従つて
説明する。なお第１１図の演算は一定時間間隔毎
に行なわれる。まずステツプ111ではサンプリン
グデータを基に電流の位相をシフトし、この位相
をシフトされた電流I〓Lθと電圧V〓の内積｜I〓Lθ
｜・｜Ｖ｀｜・cosを計算し、この内積と整定値
ZSの積である動作量ZS・｜I〓Lθ｜・｜V〓｜・cos
を計算する。ステツプ112では同じく電圧の大き
さ｜V〓｜の２乗である抑制量｜V〓｜2を計算する。
例えば位相シフトθを60°とし、電流I〓と電圧V〓の
サンプリングデータをそれぞれin，in-1，in-2，
…とvn，vn-1，vn-2，…とし、vnとin-1は電気角
で30°、in-1とin-4、vnとvn-3は電気角で90°位相の
離れた時刻のデータとすると、動作量はZS
（in-1・vn-3−in-4・vn）で計算され、抑制量は
（v2 n−v2 n-3）で計算される。ステツプ113では整定
値ZSと定数K01，K02より抑制項Z2 S・K01＋K02を
計算する。ステツプ114ではステツプ111、112、
113で計算された値を用いて動作量と抑制量と差
が抑制項より大きいか否かの判定を行なう。条件
が成立すれば、ステツプ115で回数をカウントし、
Ｎ回以上になればステツプ116で動作出力を出力
回路３９に送出する。ステツプ114で条件が成立
しないとき、またはステツプ115でカウントがＮ
回に達しないときはステツプ117で動作出力を出
力回路３９に送出するのを止める。
この場合も第４演算手段１０１と第５演算手段
１０２で算出される動作量と抑制量は比例分誤差
と固定分誤差の影響を受けている。また、前述の
ように電流を固定して考えると電圧データに含ま
れる誤差は整定値に比例していると言える。そし
て前記(4)式を見ればわかるように、左辺は整定値
と電圧の積および電圧の２乗であるので、比例分
誤差は整定値の２乗に対する比例分誤差である。
第６演算手段１０３で得られる抑制項も整定値の
２乗に対する比例分と固定分を持つているので、
動作項に含まれる比例分誤差および固定分誤差の
影響を軽減して良好なリレー特性のモーリレーを
得ることが出来る。
１０２で算出される動作量と抑制量は比例分誤差
と固定分誤差の影響を受けている。また、前述の
ように電流を固定して考えると電圧データに含ま
れる誤差は整定値に比例していると言える。そし
て前記(4)式を見ればわかるように、左辺は整定値
と電圧の積および電圧の２乗であるので、比例分
誤差は整定値の２乗に対する比例分誤差である。
第６演算手段１０３で得られる抑制項も整定値の
２乗に対する比例分と固定分を持つているので、
動作項に含まれる比例分誤差および固定分誤差の
影響を軽減して良好なリレー特性のモーリレーを
得ることが出来る。
なお、実施例の説明として(1)式および(4)式の動
作原理式を用いたリアクタンスリレーおよびモー
リレーを例にあげたが、本発明は他の動作原理式
を用いたデイジタル距離継電器にも同様な手法に
より適用することができることは勿論である。
作原理式を用いたリアクタンスリレーおよびモー
リレーを例にあげたが、本発明は他の動作原理式
を用いたデイジタル距離継電器にも同様な手法に
より適用することができることは勿論である。
［発明の効果］
以上述べたように、本発明では整定値ZSと定数
K01，K02よりZS・K01＋K02あるいはZ2 S・K01＋
K02を抑制項としたので、動作項に含まれる誤差
の影響を効果的に軽減し、整定範囲が広い場合で
も最大整定から最小整定まで良好な特性の得られ
るデイジタル距離継電器を提供することが出来
る。
K01，K02よりZS・K01＋K02あるいはZ2 S・K01＋
K02を抑制項としたので、動作項に含まれる誤差
の影響を効果的に軽減し、整定範囲が広い場合で
も最大整定から最小整定まで良好な特性の得られ
るデイジタル距離継電器を提供することが出来
る。
第１図はリアクタンスリレーの特性図、第２図
はリアクタンスリレーの電流−インピーダンス特
性図、第３図は本発明の一実施例のブロツク構成
図、第４図は第３図の演算回路の機能ブロツク
図、第５図及び第６図はそれぞれ本発明のデイジ
タル距離継電器の入力と絶対誤差及び入力と相対
誤差の関係を示す図、第７図は第３図の作用を説
明するための図、第８図は第３図のフローチヤー
ト、第９図はモーリレーの特性図、第１０図は本
発明の他の実施例の機能ブロツク図、第１１図は
第１０図のフローチヤートである。 ３０……入力変換器、３１……フイルタ、３２
……サンプル／ホールド回路、３３……アナロ
グ／デイジタル変換回路、３４……ダイレクト・
メモリ・アクセス回路、３５……整定回路、３６
……メモリ回路、３７……リレー演算回路、３８
……リード・オンリ・メモリ、３９……出力回
路。
はリアクタンスリレーの電流−インピーダンス特
性図、第３図は本発明の一実施例のブロツク構成
図、第４図は第３図の演算回路の機能ブロツク
図、第５図及び第６図はそれぞれ本発明のデイジ
タル距離継電器の入力と絶対誤差及び入力と相対
誤差の関係を示す図、第７図は第３図の作用を説
明するための図、第８図は第３図のフローチヤー
ト、第９図はモーリレーの特性図、第１０図は本
発明の他の実施例の機能ブロツク図、第１１図は
第１０図のフローチヤートである。 ３０……入力変換器、３１……フイルタ、３２
……サンプル／ホールド回路、３３……アナロ
グ／デイジタル変換回路、３４……ダイレクト・
メモリ・アクセス回路、３５……整定回路、３６
……メモリ回路、３７……リレー演算回路、３８
……リード・オンリ・メモリ、３９……出力回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電力系統から得られた電圧・電流信号をサン
プリングしてデイジタルデータに変換する変換手
段と、前記電圧・電流信号を用い動作量、抑制量
および抑制項からなる動作判定式に従い測距演算
をするとともに前記動作判定式中の抑制項を整定
値の関数と定数の和として算出する演算手段と、
前記演算手段の結果により動作、不動作を判定す
る判定手段とから構成されたことを特徴とするデ
イジタル距離継電器。 ２ 抑制項が、整定数×第１定数＋第２定数又は
（整定数）2×第１定数＋第２定数で表わされる特
許請求の範囲第１項記載のデイジタル距離継電
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18697783A JPS6082022A (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | デイジタル距離継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18697783A JPS6082022A (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | デイジタル距離継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6082022A JPS6082022A (ja) | 1985-05-10 |
| JPH0419780B2 true JPH0419780B2 (ja) | 1992-03-31 |
Family
ID=16198034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18697783A Granted JPS6082022A (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | デイジタル距離継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6082022A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0620344B2 (ja) * | 1986-06-03 | 1994-03-16 | 三菱電機株式会社 | デジタル形保護継電装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55125026A (en) * | 1979-03-19 | 1980-09-26 | Hitachi Ltd | Digital distance relay |
-
1983
- 1983-10-07 JP JP18697783A patent/JPS6082022A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6082022A (ja) | 1985-05-10 |
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