JPH042018B2 - - Google Patents
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- JPH042018B2 JPH042018B2 JP20520683A JP20520683A JPH042018B2 JP H042018 B2 JPH042018 B2 JP H042018B2 JP 20520683 A JP20520683 A JP 20520683A JP 20520683 A JP20520683 A JP 20520683A JP H042018 B2 JPH042018 B2 JP H042018B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
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- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/54—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving generating subcarriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はトランジスタ回路に関し、特にパイロ
ツト・トーン方式のFMマルチプレツクス復調回
路に関するものである。
ツト・トーン方式のFMマルチプレツクス復調回
路に関するものである。
集積回路化されたこの種のFMマルチプレツク
ス復調回路の構成例を第１図に示す。第１図にお
いて、FMコンポジツト信号１は、集積回路２の
入力端子３に入り、復調器４とフエイズ・ロツク
ド・ループ（Ｐ・Ｌ・Ｌ）を構成する位相比較器
５へ導かれる。位相比較器（PD）５の出力には
ロー・パス・フイルター（Ｌ・Ｐ・Ｆ）６が配置
され、位相比較器５出力に含まれる高い周波数成
分を除去して、電圧制御型発振器（Ｖ・Ｃ・Ｏ）
７の発振周波数を制御する。通常、パイロツト・
トーン方式のパイロツト周波数は19KHzであり、
VCO７は４倍の76KHzで発振しているので、第
一の分周器８で38KHzに、又第二の分周器９で
19KHzにそれぞれ分周し、この19KHzを位相比較
器５の比較周波数としてＰ・Ｌ・Ｌを構成してい
る。一方、第一の分周器８で分周された38KHz信
号は、復調器４のスイツチング周波数として使わ
れ、出力端子１０，１１に負荷抵抗１２，１３
デ・エンフアシス用コンデンサー１４，１５を接
続して、右および左チヤンネル成分のステレオ復
調出力を得る。
ス復調回路の構成例を第１図に示す。第１図にお
いて、FMコンポジツト信号１は、集積回路２の
入力端子３に入り、復調器４とフエイズ・ロツク
ド・ループ（Ｐ・Ｌ・Ｌ）を構成する位相比較器
５へ導かれる。位相比較器（PD）５の出力には
ロー・パス・フイルター（Ｌ・Ｐ・Ｆ）６が配置
され、位相比較器５出力に含まれる高い周波数成
分を除去して、電圧制御型発振器（Ｖ・Ｃ・Ｏ）
７の発振周波数を制御する。通常、パイロツト・
トーン方式のパイロツト周波数は19KHzであり、
VCO７は４倍の76KHzで発振しているので、第
一の分周器８で38KHzに、又第二の分周器９で
19KHzにそれぞれ分周し、この19KHzを位相比較
器５の比較周波数としてＰ・Ｌ・Ｌを構成してい
る。一方、第一の分周器８で分周された38KHz信
号は、復調器４のスイツチング周波数として使わ
れ、出力端子１０，１１に負荷抵抗１２，１３
デ・エンフアシス用コンデンサー１４，１５を接
続して、右および左チヤンネル成分のステレオ復
調出力を得る。
通常、FMマルチ・プレツクス復調回路の低電
圧動作を阻外しているのは、復調器４であり、そ
の地の回路ブロツクの低電圧動作は簡単に実現出
来つつある。これを第２図により説明する。
圧動作を阻外しているのは、復調器４であり、そ
の地の回路ブロツクの低電圧動作は簡単に実現出
来つつある。これを第２図により説明する。
第２図は復調器４の従来例を示すもので、トラ
ンジスタ２０，２１，２２，２３を二重平衡差動
接続とし、各々の共通ベースと電源端子２００間
には抵抗２４，２５接続し、接地１００との間に
は、各々抵抗２６，２７とトランジスタ２８，２
９の直列接続したものを接続し、トランジスタ２
８，２９のベースには前述の第１の分周器８の出
力であつて互いに逆位相の38KHzスイツチング信
号を注入する。トランジスタ２０と２１，２２と
２３の夫々の共通エミツタには、トランジスタ３
０，３１、抵抗３２，３３から成るエミツタ接地
回路を接続し、トランジスタ３１のベースは、ト
ランジスタ３０のベースと等電位のバイアス源３
４に接続する。他方トランジスタ３０のベース
は、ダイオード３５、トランジスタ３６，３７、
抵抗３８、および定電流源３９，４０からなる定
電圧回路４１に抵抗４２，４３、トランジスタ４
４，４５，４６、および定電流源４７からなる入
カバツワア回路４８がつながつたトランジスタ４
５のエミツタとトランジスタ４６のコレクタと接
続点につながつている。前述のトランジスタ２
０，２２のコレクタには、トランジスタ４９，５
０から成るカレント・ミラー回路が接続され、ト
ランジスタ５０のコレクタが復調器出力端子１０
となり、抵抗１２、コンデンサー１４から成る
デ・エンフアシス負荷回路が接続される。同様に
トランジスタ２１，２３のコレクタにはトランジ
スタ５１，５２のカレントミラー回路が接続さ
れ、トランジスタ５２のコレクタが復調器出力端
子１１となり、そこに、抵抗１３、コンデンサ１
５でなるデ・エンフアシス回路が接続される。ト
ランジスタ４４のベースは入力端子３となり、コ
ンデンサー１６を介してコンポジツト信号１が導
入される。
ンジスタ２０，２１，２２，２３を二重平衡差動
接続とし、各々の共通ベースと電源端子２００間
には抵抗２４，２５接続し、接地１００との間に
は、各々抵抗２６，２７とトランジスタ２８，２
９の直列接続したものを接続し、トランジスタ２
８，２９のベースには前述の第１の分周器８の出
力であつて互いに逆位相の38KHzスイツチング信
号を注入する。トランジスタ２０と２１，２２と
２３の夫々の共通エミツタには、トランジスタ３
０，３１、抵抗３２，３３から成るエミツタ接地
回路を接続し、トランジスタ３１のベースは、ト
ランジスタ３０のベースと等電位のバイアス源３
４に接続する。他方トランジスタ３０のベース
は、ダイオード３５、トランジスタ３６，３７、
抵抗３８、および定電流源３９，４０からなる定
電圧回路４１に抵抗４２，４３、トランジスタ４
４，４５，４６、および定電流源４７からなる入
カバツワア回路４８がつながつたトランジスタ４
５のエミツタとトランジスタ４６のコレクタと接
続点につながつている。前述のトランジスタ２
０，２２のコレクタには、トランジスタ４９，５
０から成るカレント・ミラー回路が接続され、ト
ランジスタ５０のコレクタが復調器出力端子１０
となり、抵抗１２、コンデンサー１４から成る
デ・エンフアシス負荷回路が接続される。同様に
トランジスタ２１，２３のコレクタにはトランジ
スタ５１，５２のカレントミラー回路が接続さ
れ、トランジスタ５２のコレクタが復調器出力端
子１１となり、そこに、抵抗１３、コンデンサ１
５でなるデ・エンフアシス回路が接続される。ト
ランジスタ４４のベースは入力端子３となり、コ
ンデンサー１６を介してコンポジツト信号１が導
入される。
低電圧動作を必要される復調器は次式を満足す
る必要がある。
る必要がある。
Vcc≧VR32＋VCE（sat）Q30
＋VCE（sat）Q20＋VBEQ49 ……
VR24OR25＋VBEQ20≧VCE
satQ20＋VBEQ49 ……
ここで、Vccは電源電圧、VR（ｎ）は抵抗R
（ｎ）の電圧ドロツプ、VCE（sat）Ｑ（ｎ）はトラ
ンジスタｎのコレクターエミツタ飽和電圧、VBEQ
（ｎ）はトランジスタｎのベース−エミツタ間電
圧である。
（ｎ）の電圧ドロツプ、VCE（sat）Ｑ（ｎ）はトラ
ンジスタｎのコレクターエミツタ飽和電圧、VBEQ
（ｎ）はトランジスタｎのベース−エミツタ間電
圧である。
低電圧動作としてVcc＝3vであつて標準1.8vの
動作迄を考え、入力信号として300ｍvrmsであ
り、復調器の電圧利得をodB、またFM復調時の
出力デイ・エンフアシスを50μsecの時定数とし、
さらに、出力端子１０，１１のコンデンサ１２，
１３の制約から、コンデンサがE6シリーズで取
り易い0.15μFとすると、一義的に負荷抵抗１２，
１３の値は3.3kΩ付近に固定される。他方、復調
器の電圧利得をodBとする事で、トランジスタ３
０，３１のエミツタ抵抗３２，３３の値は、カレ
ント・ミラー回路４９と５０，５１と５２のエミ
ツタ面積比が１：１とすると、負荷抵抗の1/2の
値となり、R32＝R33≒3．3kΩ／2となる。又、トラ ンジスタ３０，３１のエミツタ接地型トランジス
タが、入力信号レベル300ｍvrms（＝424mvpeak）
を無歪で増巾する為には、抵抗R32のドロツプ電
圧VR32として VR32≧424ｍｖ …… が必要である。その地、、式で、一般的にト
ランジスタはVBE≒0.7v、VCEsat≒0.2程度である
ので、式に代表値を代入すると Vcc≧VR32＋VCE（sat）Q30＋VCE＋（sat）20＋VBEQ47 ＝0.424＋0.2＋0.2＋0.7 ＝1.52(v) となる。すなわち、Vcc≧1.8v以上は満足する
が、式を於て、VBEQ20VBEQ49であり、抵抗２
４，２５の電圧ドロツプは、この抵抗を流れるの
トランジスタ２０，２１，２２，２３のベース電
流によるドロツプの為VR24=R25＜VCEsatQ20とな
り、が満足されない。この結果、第３図に示す
様に、低入力信号レベルでも概にトランジスタ２
０〜２３が飽和領域に入つて動作している為、歪
率が取れず、かつ又高入力信号レベルではトラン
ジスタ２０〜２３のコレクタ−エミツタ間飽和電
圧がさらに大きくなり歪率の悪化を招いていた。
動作迄を考え、入力信号として300ｍvrmsであ
り、復調器の電圧利得をodB、またFM復調時の
出力デイ・エンフアシスを50μsecの時定数とし、
さらに、出力端子１０，１１のコンデンサ１２，
１３の制約から、コンデンサがE6シリーズで取
り易い0.15μFとすると、一義的に負荷抵抗１２，
１３の値は3.3kΩ付近に固定される。他方、復調
器の電圧利得をodBとする事で、トランジスタ３
０，３１のエミツタ抵抗３２，３３の値は、カレ
ント・ミラー回路４９と５０，５１と５２のエミ
ツタ面積比が１：１とすると、負荷抵抗の1/2の
値となり、R32＝R33≒3．3kΩ／2となる。又、トラ ンジスタ３０，３１のエミツタ接地型トランジス
タが、入力信号レベル300ｍvrms（＝424mvpeak）
を無歪で増巾する為には、抵抗R32のドロツプ電
圧VR32として VR32≧424ｍｖ …… が必要である。その地、、式で、一般的にト
ランジスタはVBE≒0.7v、VCEsat≒0.2程度である
ので、式に代表値を代入すると Vcc≧VR32＋VCE（sat）Q30＋VCE＋（sat）20＋VBEQ47 ＝0.424＋0.2＋0.2＋0.7 ＝1.52(v) となる。すなわち、Vcc≧1.8v以上は満足する
が、式を於て、VBEQ20VBEQ49であり、抵抗２
４，２５の電圧ドロツプは、この抵抗を流れるの
トランジスタ２０，２１，２２，２３のベース電
流によるドロツプの為VR24=R25＜VCEsatQ20とな
り、が満足されない。この結果、第３図に示す
様に、低入力信号レベルでも概にトランジスタ２
０〜２３が飽和領域に入つて動作している為、歪
率が取れず、かつ又高入力信号レベルではトラン
ジスタ２０〜２３のコレクタ−エミツタ間飽和電
圧がさらに大きくなり歪率の悪化を招いていた。
本発明の目的は、低電圧動作を可能にしてステ
レオ復調回路に適したトランジスタ回路を提供す
ることにある。
レオ復調回路に適したトランジスタ回路を提供す
ることにある。
本発明は、二重平衛差動増幅器への信号供給に
おけるダイナミツク・レンジを拡大したことを特
徴とする。
おけるダイナミツク・レンジを拡大したことを特
徴とする。
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第４図は本発明の一実施例を示し、第２図と同一
部分は、同一符号で付して説明を省略する。従来
例と異なる部分は、抵抗２５，２４の各々と接地
端子１００との間に定電流源５３，５４を設けた
ものであり、それぞれ、トランジスタ５５、抵抗
５７およびトランジスタ５６、抵抗５８で構成さ
れる。定電流源５３，５４はそれぞれIo53，Io54
の定電流を流す。したがつて、抵抗２４，２５の
電圧降下VR24′，VR25′は VR24′＝R24×Io53、 …… VR25′＝R25×Io54 …… で表われ、これらは、式に於て、VBEQ20≒
VBEQ49とおいた残りのVR24、VR25に置き替えるこ
とができる。即ち、 V′R24＝R24×Io53≧VCEsatQ20 …… V′R25＝R25×Io53≧VCEsatQ22 …… となる。
第４図は本発明の一実施例を示し、第２図と同一
部分は、同一符号で付して説明を省略する。従来
例と異なる部分は、抵抗２５，２４の各々と接地
端子１００との間に定電流源５３，５４を設けた
ものであり、それぞれ、トランジスタ５５、抵抗
５７およびトランジスタ５６、抵抗５８で構成さ
れる。定電流源５３，５４はそれぞれIo53，Io54
の定電流を流す。したがつて、抵抗２４，２５の
電圧降下VR24′，VR25′は VR24′＝R24×Io53、 …… VR25′＝R25×Io54 …… で表われ、これらは、式に於て、VBEQ20≒
VBEQ49とおいた残りのVR24、VR25に置き替えるこ
とができる。即ち、 V′R24＝R24×Io53≧VCEsatQ20 …… V′R25＝R25×Io53≧VCEsatQ22 …… となる。
前述した如く、トランジスタQ20，Q22の飽和
コレクタ・エミツタ間電圧は0.2v程度なので、
V′R24，V′R25は0.2vを越え、かつR24，R25及び
Io53，Io54のバラツキ等を考慮して10〜20％増し
の0.25vに設定すると良いだろう。他方、抵抗
R24，R25の値は、二重平衝トランジスタのスイ
ツチング動作を行ない差動の飽和特性を維持させ
る為に4kT／ｑ100ｍvp-p（但しｋ：ボルツマン
定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：０クローン力）以上の
振幅を注入出来る事が必要で、ほぼ、R25／R27，
R24／R26の抵抗比で決められる。一例として、
R25＝R25＝5k，R27＝R26＝22kに選ぶと、低電圧
Vcc＝1.8vを考えても約300ｍvp-pのスイツチング
信号を二重平衝差動の上側スイツチングトランジ
スタのベースに供給出来る。従つてR24＝R25＝
5kとして、V′R24＝V′R25＝0.25vを実現にする時に
はIo53＝Io54＝50μAに設定すると良い。本発明に
よる定電流源を付加すると、前述のスイツチング
信号レベルは、V′R24＝V′R25分がある為若干減少
するが、それでも280ｍvp-pあり十分である。
コレクタ・エミツタ間電圧は0.2v程度なので、
V′R24，V′R25は0.2vを越え、かつR24，R25及び
Io53，Io54のバラツキ等を考慮して10〜20％増し
の0.25vに設定すると良いだろう。他方、抵抗
R24，R25の値は、二重平衝トランジスタのスイ
ツチング動作を行ない差動の飽和特性を維持させ
る為に4kT／ｑ100ｍvp-p（但しｋ：ボルツマン
定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：０クローン力）以上の
振幅を注入出来る事が必要で、ほぼ、R25／R27，
R24／R26の抵抗比で決められる。一例として、
R25＝R25＝5k，R27＝R26＝22kに選ぶと、低電圧
Vcc＝1.8vを考えても約300ｍvp-pのスイツチング
信号を二重平衝差動の上側スイツチングトランジ
スタのベースに供給出来る。従つてR24＝R25＝
5kとして、V′R24＝V′R25＝0.25vを実現にする時に
はIo53＝Io54＝50μAに設定すると良い。本発明に
よる定電流源を付加すると、前述のスイツチング
信号レベルは、V′R24＝V′R25分がある為若干減少
するが、それでも280ｍvp-pあり十分である。
第４図で示した復調回路の入力対歪特性を第５
図に示す。このように、二重平衝差動増幅器の通
過歪は従来例の1/2になつており、電源電圧が低
いにもかかわらず低ひずみが実現出来る。
図に示す。このように、二重平衝差動増幅器の通
過歪は従来例の1/2になつており、電源電圧が低
いにもかかわらず低ひずみが実現出来る。
第６図に他の実現例を示す。この実現例は、右
および左チヤンネル信号成分の分離度を調整する
回路７０を集積回路に内蔵したものであり、他の
構成は第４図と同じである。分離度調整回路７０
はトランジスタ５９，６０および抵抗６１，６
２，６３から成り、トランジスタ５９，６０の各
ベースにコンポジツト信号が供給され、トランジ
スタ５０のコレクタは端子１０に、トランジスタ
６０のコレクタは端子１１にそれぞれ接続され
る。この回路７０は、トランジスタ３０，３１に
対して並列に接続されているから、低電圧動動作
をそこなうことなく、かつ低電源電圧動作でも充
分な分離度が得られる。
および左チヤンネル信号成分の分離度を調整する
回路７０を集積回路に内蔵したものであり、他の
構成は第４図と同じである。分離度調整回路７０
はトランジスタ５９，６０および抵抗６１，６
２，６３から成り、トランジスタ５９，６０の各
ベースにコンポジツト信号が供給され、トランジ
スタ５０のコレクタは端子１０に、トランジスタ
６０のコレクタは端子１１にそれぞれ接続され
る。この回路７０は、トランジスタ３０，３１に
対して並列に接続されているから、低電圧動動作
をそこなうことなく、かつ低電源電圧動作でも充
分な分離度が得られる。
なお、本発明は、ステレオ復調回路に用いられ
た二重平衝差動増幅器を例にとつて説明したが、
この種のトランジスタ回路は、ステレオ復調以外
にも用いられており、本説明を同じように適用で
きる。
た二重平衝差動増幅器を例にとつて説明したが、
この種のトランジスタ回路は、ステレオ復調以外
にも用いられており、本説明を同じように適用で
きる。
第１図はFMマルチ・プレツクス復調器のブロ
ツク図、第２図は従来例を示す具体的回路図、第
３図は従来例の特性図、第４図は本発明の一実施
例を示す回路図、第５図は第４図の回路の特性
図、第６図は本発明の他の実施例を示す回路図で
ある。 １……信号源、２……IC化ブロツク、３，１
０，１１……端子、４……復調器、５……位相比
較器、６……LPF、７……VCO、８，９……分
周器、１２，１３，２４，２５，２６，２７，４
２，３８，３２，３３，５７，５８，６１，６
２，６３……抵抗、１４，１５……コンデンサ、
２０，２１，２２，２３，２８，２９，３０，３
１，３６，３７，４９，５０，５１，５２，４
４，４５，４６……トランジスタ、３５……ダイ
オード、３４……バイアス源、３９，４０，４
７，５２，５３……定電流源。
ツク図、第２図は従来例を示す具体的回路図、第
３図は従来例の特性図、第４図は本発明の一実施
例を示す回路図、第５図は第４図の回路の特性
図、第６図は本発明の他の実施例を示す回路図で
ある。 １……信号源、２……IC化ブロツク、３，１
０，１１……端子、４……復調器、５……位相比
較器、６……LPF、７……VCO、８，９……分
周器、１２，１３，２４，２５，２６，２７，４
２，３８，３２，３３，５７，５８，６１，６
２，６３……抵抗、１４，１５……コンデンサ、
２０，２１，２２，２３，２８，２９，３０，３
１，３６，３７，４９，５０，５１，５２，４
４，４５，４６……トランジスタ、３５……ダイ
オード、３４……バイアス源、３９，４０，４
７，５２，５３……定電流源。
Claims (1)
- １ 第１の差動増幅器を構成する第１および第２
のトランジスタと、第２の差動増幅器を構成する
二つのトランジスタであつて一方のトランジスタ
のベースおよびコレクタが前記第１のトランジス
タのベースおよび前記第２のトランジスタのコレ
クタにそれぞれ接続され他方のトランジスタのベ
ースおよびコレクタが前記第２のトランジスタの
ベースおよび前記第１のトランジスタのコレクタ
にそれぞれ接続された第３および第４のトランジ
スタと、第１の抵抗および第１の定電流源でなる
第１の直列接続回路と、第２の抵抗および第２の
定電流源でなる第２の直列接続回路とを有し、前
記第１の抵抗および前記第１の定電流源の接続点
は前記第１のトランジスタのベースに接続され、
前記第２の抵抗および前記第２の定電流の接続点
は前記第２のトランジスタのベースに接続され、
前記第１および第２のトランジスタのエミツタ接
続点に第１の信号が供給され、前記第３および第
４のトランジスタのエミツタ接続点にバイアス電
流が供給され、前記第１および第２のトランジス
タのベース間に第２の信号が供給され、前記第１
および第２のトランジスタのコレクタからそれぞ
れ出力が取り出されていることを特徴とするトラ
ンジスタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20520683A JPS6096937A (ja) | 1983-11-01 | 1983-11-01 | トランジスタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20520683A JPS6096937A (ja) | 1983-11-01 | 1983-11-01 | トランジスタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6096937A JPS6096937A (ja) | 1985-05-30 |
| JPH042018B2 true JPH042018B2 (ja) | 1992-01-16 |
Family
ID=16503153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20520683A Granted JPS6096937A (ja) | 1983-11-01 | 1983-11-01 | トランジスタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6096937A (ja) |
-
1983
- 1983-11-01 JP JP20520683A patent/JPS6096937A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6096937A (ja) | 1985-05-30 |
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