JPH04206195A - 電力制御装置 - Google Patents
電力制御装置Info
- Publication number
- JPH04206195A JPH04206195A JP2332772A JP33277290A JPH04206195A JP H04206195 A JPH04206195 A JP H04206195A JP 2332772 A JP2332772 A JP 2332772A JP 33277290 A JP33277290 A JP 33277290A JP H04206195 A JPH04206195 A JP H04206195A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- control device
- power
- diode bridge
- circuit
- Prior art date
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
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- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ）産業上の利用分野
この発明は、照明器具等の光量を調節する調光装置に関
する。
する。
（′ｂ）従来の技術
例えば照明器具の光量制御のように電力を無段階的に制
御する電力制御装置は、従来よりスイッチング素子の位
相角を制御する回路から構成されている。このような従
来の電力制御装置の最も典型的な回路は、可変抵抗と゛
コンデンサによりＣＲ位相調整回路を構成し、サイリス
ク（トライアック等）のゲートと位相制御回路間にトリ
ガ素子を設け、可変抵抗の抵抗値によってトリガ素子が
ブレイクオーバーする位相を制御し、このことによりサ
イリスタの導通角を定めるようにしている。
御する電力制御装置は、従来よりスイッチング素子の位
相角を制御する回路から構成されている。このような従
来の電力制御装置の最も典型的な回路は、可変抵抗と゛
コンデンサによりＣＲ位相調整回路を構成し、サイリス
ク（トライアック等）のゲートと位相制御回路間にトリ
ガ素子を設け、可変抵抗の抵抗値によってトリガ素子が
ブレイクオーバーする位相を制御し、このことによりサ
イリスタの導通角を定めるようにしている。
その結果ランプ等の負荷には第３図に示すような電圧が
印加されることになる。
印加されることになる。
（Ｃ）発明が解決しようとする課題
ところが、サイリスタの導通角を位相制御する従来の調
光装置においては、負荷に印加される電圧波形は商用交
流電源電圧波形の各半サイクル毎に連続する非導通角が
存在するため、比較的低次の高調波成分が高い含有率で
電力系統乙こ重畳されるという特性を備えている。この
ため電力系統に接続されている変圧器や調和回路におけ
る電力損を増大させるという問題があった。
光装置においては、負荷に印加される電圧波形は商用交
流電源電圧波形の各半サイクル毎に連続する非導通角が
存在するため、比較的低次の高調波成分が高い含有率で
電力系統乙こ重畳されるという特性を備えている。この
ため電力系統に接続されている変圧器や調和回路におけ
る電力損を増大させるという問題があった。
近年の位相制御による電力制御装置の多用によって上述
の問題は深刻化しつつあり、機器から電力系統に重畳さ
れる高調波成分の含有率を制限するための規格や規制が
提案されている。
の問題は深刻化しつつあり、機器から電力系統に重畳さ
れる高調波成分の含有率を制限するための規格や規制が
提案されている。
また従来の位相制御による電力制御装置は位相調整用コ
ンデンサの初期条件の違いによりヒステリシスが生じる
こと、商用交流電源周波数の違いにより特性が変化する
こと、更には電源電圧の変動によって導通角も変化して
供給電力が大きく変動すること等の問題もあった。
ンデンサの初期条件の違いによりヒステリシスが生じる
こと、商用交流電源周波数の違いにより特性が変化する
こと、更には電源電圧の変動によって導通角も変化して
供給電力が大きく変動すること等の問題もあった。
この発明の目的は、高調波による電力系統に及ぼす影響
を低減するとともに上述の問題を解消した電力制御装置
を提供することにある。
を低減するとともに上述の問題を解消した電力制御装置
を提供することにある。
（ｄ）課題を解決するための手段
この発明の電力制御装置は、商用交流電源を電源とする
負荷に直列に接続される装置であって、入力端子間に流
れる電流を整流するダイオードブリッジと、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デユーティ−
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータと
、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる。
負荷に直列に接続される装置であって、入力端子間に流
れる電流を整流するダイオードブリッジと、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デユーティ−
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータと
、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる。
（ｅ）作用
この発明の調光装置では、ダイオードブリッジは負荷に
印加される電圧および電流を整流し、平滑回路がその出
力を平滑して直流電圧を発生する。非安定マルチバイブ
レータは、上記直流電圧を電源として作動し、可変抵抗
の状態で定まるデユーティ−比のパルスを発生する。そ
してスイッチングトランジスタはこの非安定マルチバイ
ブレータの出力によりオン／オフして、ダイオードブリ
フジの出力端子間を導通／遮断する。非安定マルチバイ
ブレータの繰り返し周期は商用交流電源の周期より十分
に短いため、負荷に流れる電流は非安定マルチバイブレ
ータの発生する矩形波信号に応じて交流電源の１サイク
ル内で複数回断続される。負荷供給電力は上記スイッチ
ングトランジスタのオンデユーテイ−比で定まり、非安
定マルチハイブレークのデユーティ−比制御用可変抵抗
を調節することによって負荷供給電力を調節することが
できる。
印加される電圧および電流を整流し、平滑回路がその出
力を平滑して直流電圧を発生する。非安定マルチバイブ
レータは、上記直流電圧を電源として作動し、可変抵抗
の状態で定まるデユーティ−比のパルスを発生する。そ
してスイッチングトランジスタはこの非安定マルチバイ
ブレータの出力によりオン／オフして、ダイオードブリ
フジの出力端子間を導通／遮断する。非安定マルチバイ
ブレータの繰り返し周期は商用交流電源の周期より十分
に短いため、負荷に流れる電流は非安定マルチバイブレ
ータの発生する矩形波信号に応じて交流電源の１サイク
ル内で複数回断続される。負荷供給電力は上記スイッチ
ングトランジスタのオンデユーテイ−比で定まり、非安
定マルチハイブレークのデユーティ−比制御用可変抵抗
を調節することによって負荷供給電力を調節することが
できる。
このようにして商用交流電源電圧の半サイクル中に負荷
供給電流が連続的に遮断されることなく、全周期にわた
って一定デューティー比で負荷供給電流が断続されるた
め、電力系統に重畳される低次高調波成分の含有率は低
い。もちろんスイ。
供給電流が連続的に遮断されることなく、全周期にわた
って一定デューティー比で負荷供給電流が断続されるた
め、電力系統に重畳される低次高調波成分の含有率は低
い。もちろんスイ。
ランプトランジスタのオン／オフ周期に対応する周波数
成分が高次高調波成分として生じるが、この高調波成分
は電力系統のインダクタンス成分で減衰され、また比較
的低インダクタンスのコイルで容易にフィルタリングす
ることができ、電力系統や電力系統に接続されている他
の機器に悪影響を与えない。
成分が高次高調波成分として生じるが、この高調波成分
は電力系統のインダクタンス成分で減衰され、また比較
的低インダクタンスのコイルで容易にフィルタリングす
ることができ、電力系統や電力系統に接続されている他
の機器に悪影響を与えない。
（ｆ）実施例
この発明の実施例である調光装置の回路を第１図に示す
。第１図においてＬは負荷としてのランプであり、この
ランプＬとともに端子ＴＩ、Ｔ２を介して商用交流電源
ＡＣに直列接続される回路が調光回路である。コンデン
サＣ３、チョークコイルＣＨ１抵抗Ｒ５、コンデンサＣ
４は高調波（特に後述する非安定マルチバイブレークの
発振周波数）成分を除去するフィルタ回路を構成する。
。第１図においてＬは負荷としてのランプであり、この
ランプＬとともに端子ＴＩ、Ｔ２を介して商用交流電源
ＡＣに直列接続される回路が調光回路である。コンデン
サＣ３、チョークコイルＣＨ１抵抗Ｒ５、コンデンサＣ
４は高調波（特に後述する非安定マルチバイブレークの
発振周波数）成分を除去するフィルタ回路を構成する。
Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は上記フィルタを介して入力端
子Ｔｌ、Ｔ２間に流れる電流を整流するダイオードブリ
フジを構成する。Ｑ５はダイオードブリッジの出力端子
間を導通／遮断するＦＥＴからなるスイッチングトラン
ジスタである。Ｄ７は逆流防止ダイオードである。抵抗
Ｒ６、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ６、
ツェナーダイオードＺＤ、コンデンサＣ６は直流電圧安
定化回路を構成する。トランジスタＱ１、Ｃ２、コンデ
ンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、可変抵抗ＶＲ、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ４、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ダイオードＤ１
．Ｄ２は非安定マルチノーイブレータ（以下単にマルチ
バイブレータという。）を構成する。このマルチバイブ
レータの出力信号は抵抗Ｒ８およびスピードアンプコン
デンサＣ７を介してスイッチングトランジスタＱ５のゲ
ートに与えられる。ダイオードＤ８はスイ・ノラングト
ランジスタＱ５のゲートのＯレベルを接地電位に保つ。
子Ｔｌ、Ｔ２間に流れる電流を整流するダイオードブリ
フジを構成する。Ｑ５はダイオードブリッジの出力端子
間を導通／遮断するＦＥＴからなるスイッチングトラン
ジスタである。Ｄ７は逆流防止ダイオードである。抵抗
Ｒ６、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ６、
ツェナーダイオードＺＤ、コンデンサＣ６は直流電圧安
定化回路を構成する。トランジスタＱ１、Ｃ２、コンデ
ンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、可変抵抗ＶＲ、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ４、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ダイオードＤ１
．Ｄ２は非安定マルチノーイブレータ（以下単にマルチ
バイブレータという。）を構成する。このマルチバイブ
レータの出力信号は抵抗Ｒ８およびスピードアンプコン
デンサＣ７を介してスイッチングトランジスタＱ５のゲ
ートに与えられる。ダイオードＤ８はスイ・ノラングト
ランジスタＱ５のゲートのＯレベルを接地電位に保つ。
抵抗Ｒ９，Ｒ１０、コンデンサＣ８，Ｃ９およびトリガ
素子ＳＢＳはマルチバイブレータに対しトリガパルスを
与えるトリガ回路を構成する。
素子ＳＢＳはマルチバイブレータに対しトリガパルスを
与えるトリガ回路を構成する。
第１図に示した回路の動作は次の通りである。
まず商用交流電源ＡＣが供給されるとダイオードブリッ
ジＤ３〜Ｄ６の出力に整流電圧が現れ、その電圧がＲ６
，Ｃ５によって平滑される。そしてＣ６はＺＤのツェナ
ー電圧＋Ｑ６のベース・エミッタ間電圧にほぼ等しい安
定化直流電圧を出力する。Ｃ６はその電圧を平滑する。
ジＤ３〜Ｄ６の出力に整流電圧が現れ、その電圧がＲ６
，Ｃ５によって平滑される。そしてＣ６はＺＤのツェナ
ー電圧＋Ｑ６のベース・エミッタ間電圧にほぼ等しい安
定化直流電圧を出力する。Ｃ６はその電圧を平滑する。
なおＲ６，Ｃ５およびＣ６がこの発明に係る平滑回路に
相当するこのようにしてマルチバイブレータおよびトリ
ガ回路に電源電圧が与えられると、Ｒ９を介してＣ８に
充電電流が流れ、ＲＩＯを介してＣ９に充電電流が流れ
る。Ｃ９の充電にともないトリガ素子５ＢＳＯ印加電圧
が上昇し、その電圧がブレイクオーバ電圧を超えると、
Ｃ８→５ＢＳ−＋ＲＩＯの経路でＣ２に負のトリガパル
スが与えられる。
相当するこのようにしてマルチバイブレータおよびトリ
ガ回路に電源電圧が与えられると、Ｒ９を介してＣ８に
充電電流が流れ、ＲＩＯを介してＣ９に充電電流が流れ
る。Ｃ９の充電にともないトリガ素子５ＢＳＯ印加電圧
が上昇し、その電圧がブレイクオーバ電圧を超えると、
Ｃ８→５ＢＳ−＋ＲＩＯの経路でＣ２に負のトリガパル
スが与えられる。
これによりＣ２がオフする。ＳＢＳのブレイクオーバー
後、ＳＢＳはオン状態を保つ。Ｃ２のオフによりＣ４の
ベース電位が上昇し、Ｃ４がオンしてＣ４→Ｃ２→Ｑ１
の経路でＱｌにベース電流が流れＱｌがオンする。そし
てＶＲ−Ｒ１−＋Ｃ１→Ｄ１→Ｑ１の経路でＣ１に充電
電流が流れる。この時スイッチングトランジスタＱ５の
ゲート電位はＤｌの順方向砕工電圧にほぼ等しい低電位
となってＣ５はオフする。これによりランプＬに対する
負荷電流が遮断される。
後、ＳＢＳはオン状態を保つ。Ｃ２のオフによりＣ４の
ベース電位が上昇し、Ｃ４がオンしてＣ４→Ｃ２→Ｑ１
の経路でＱｌにベース電流が流れＱｌがオンする。そし
てＶＲ−Ｒ１−＋Ｃ１→Ｄ１→Ｑ１の経路でＣ１に充電
電流が流れる。この時スイッチングトランジスタＱ５の
ゲート電位はＤｌの順方向砕工電圧にほぼ等しい低電位
となってＣ５はオフする。これによりランプＬに対する
負荷電流が遮断される。
その後、Ｃ１の充電電圧の上昇によってＣ２のベース電
位が■１を越えた時Ｑ２がオンしてＶＲ→Ｒ２→Ｃ２→
Ｄ２→Ｑ２の経路で０２に充電電流が流れる。同時にＱ
ｌのベース電位が負となって、Ｑｌはオフ状態となる。
位が■１を越えた時Ｑ２がオンしてＶＲ→Ｒ２→Ｃ２→
Ｄ２→Ｑ２の経路で０２に充電電流が流れる。同時にＱ
ｌのベース電位が負となって、Ｑｌはオフ状態となる。
これによりＣ３のベース電位が高くなり、Ｃ３がオンす
る。そのためＣ５のゲート電位はＣ３を介して高電位に
なりＣ５はオンする。その結果ダイオードブリッジＤ３
〜Ｄ６とスイッチングトランジスタＱ５を介してランプ
Ｌに負荷電流が流れる。
る。そのためＣ５のゲート電位はＣ３を介して高電位に
なりＣ５はオンする。その結果ダイオードブリッジＤ３
〜Ｄ６とスイッチングトランジスタＱ５を介してランプ
Ｌに負荷電流が流れる。
Ｃ２の充電に伴いＱｌのベース電位が上昇し、Ｑｌのベ
ース電位が■１を越えるとＱｌがオンする。これにより
Ｃ３がオフしてＣ５のゲート電位は低電位となってＣ５
が再びオフする。尚、上述の動作から明らかなようにＣ
３，Ｃ４はＣ２，Ｑｌのターンオンを速めるために設け
ている。
ース電位が■１を越えるとＱｌがオンする。これにより
Ｃ３がオフしてＣ５のゲート電位は低電位となってＣ５
が再びオフする。尚、上述の動作から明らかなようにＣ
３，Ｃ４はＣ２，Ｑｌのターンオンを速めるために設け
ている。
以上の動作を繰り返すことによりマルチバイブレータは
発振動作してスイッチングトランジスタＱ５が負荷電流
を断続する。第２図にランプＬに供給される電圧・電流
の波形例を示す。
発振動作してスイッチングトランジスタＱ５が負荷電流
を断続する。第２図にランプＬに供給される電圧・電流
の波形例を示す。
スイッチングトランジスタＱ５のオン時間はＣ２のオン
時間に等しく、これはＶＲ，Ｒ２，Ｃ２の時定数で定ま
る。逆にＣ２のオフ時間（−Ｑｌのオン時間）はＶＲ，
Ｒ１，ＣＩの時定数で定まる。したがってＶＲの位置に
よってＣ２のオン時間／オフ時間がともに変化する。Ｃ
１＝Ｃ２であればＣ２のオン時間＋オフ時間は一定とな
り、ＶＲの位置によってＣ２オンデユーテイ−比すなわ
ちスイッチングトランジスタＱ５のオンデユーテイ比が
定まる。
時間に等しく、これはＶＲ，Ｒ２，Ｃ２の時定数で定ま
る。逆にＣ２のオフ時間（−Ｑｌのオン時間）はＶＲ，
Ｒ１，ＣＩの時定数で定まる。したがってＶＲの位置に
よってＣ２のオン時間／オフ時間がともに変化する。Ｃ
１＝Ｃ２であればＣ２のオン時間＋オフ時間は一定とな
り、ＶＲの位置によってＣ２オンデユーテイ−比すなわ
ちスイッチングトランジスタＱ５のオンデユーテイ比が
定まる。
以上のようにしてマルチバイブし・−夕の発振動作によ
りランプＬを断続するとともにＶＲの調整によってその
オンデユーテイ−比を制御して供給電力を制御すること
ができる。
りランプＬを断続するとともにＶＲの調整によってその
オンデユーテイ−比を制御して供給電力を制御すること
ができる。
（ｇ１発明の効果
この発明によれば、商用交流電源周波数より高周波で負
荷供給電流を断続するとともにそのオンデユーテイ−比
を可変としたため、比較的低次の高調波成分が抑えられ
、電力系統に与える悪影響を防止することができる。ま
た、位相制御による方法ではないためヒステリシス現象
、商用交流電源周波数による特性変化、更には電源電圧
の変動による問題のない特性の安定した電力制御装置が
得られる。
荷供給電流を断続するとともにそのオンデユーテイ−比
を可変としたため、比較的低次の高調波成分が抑えられ
、電力系統に与える悪影響を防止することができる。ま
た、位相制御による方法ではないためヒステリシス現象
、商用交流電源周波数による特性変化、更には電源電圧
の変動による問題のない特性の安定した電力制御装置が
得られる。
第１図はこの発明の実施例である調光装置の回路図、第
２図は同装置の負荷供給電圧・電流波形図、第３図は従
来の位相制御による電力制御装置の負荷供給電圧・電流
波形図である。 Ｄ３．Ｄ４．Ｄ５．Ｄ６−ダイオードブリ・７ジ、Ｒ６
，Ｃ５，Ｃ６−平滑回路、 Ｑ５−スイ・７チングトランジスタ。
２図は同装置の負荷供給電圧・電流波形図、第３図は従
来の位相制御による電力制御装置の負荷供給電圧・電流
波形図である。 Ｄ３．Ｄ４．Ｄ５．Ｄ６−ダイオードブリ・７ジ、Ｒ６
，Ｃ５，Ｃ６−平滑回路、 Ｑ５−スイ・７チングトランジスタ。
Claims (1)
- （１）商用交流電源を電源とする負荷に直列に接続され
る装置であって、 入力端子間に流れる電流を整流するダイオードブリッジ
と、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デューティー
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータと
、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる電力制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2332772A JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2332772A JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04206195A true JPH04206195A (ja) | 1992-07-28 |
| JPH0687432B2 JPH0687432B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=18258660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2332772A Expired - Lifetime JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687432B2 (ja) |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2332772A patent/JPH0687432B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0687432B2 (ja) | 1994-11-02 |
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