JPH0687432B2 - 電力制御装置 - Google Patents
電力制御装置Info
- Publication number
- JPH0687432B2 JPH0687432B2 JP2332772A JP33277290A JPH0687432B2 JP H0687432 B2 JPH0687432 B2 JP H0687432B2 JP 2332772 A JP2332772 A JP 2332772A JP 33277290 A JP33277290 A JP 33277290A JP H0687432 B2 JPH0687432 B2 JP H0687432B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power
- control device
- load
- diode bridge
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Landscapes
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （ａ）産業上の利用分野 この発明は、照明器具等の光量を調節する調光装置に関
する。
する。
（ｂ）従来の技術 例えば照明器具の光量制御のように電力を無段階的に制
御する電力制御装置は、従来よりスイッチング素子の位
相角を制御する回路から構成されている。このような従
来の電力制御装置の最も典型的な回路は、可変抵抗とコ
ンデンサによりCR位相調整回路を構成し、サイリスタ
（トライアック等）のゲートと位相制御回路間にトリガ
素子を設け、可変抵抗の抵抗値によってトリガ素子がブ
レイクオーバーする位相を制御し、このことによりサイ
リスタの導通角を定めるようにしている。その結果ラン
プ等の負荷には第３図に示すような電圧が印加されるこ
とになる。
御する電力制御装置は、従来よりスイッチング素子の位
相角を制御する回路から構成されている。このような従
来の電力制御装置の最も典型的な回路は、可変抵抗とコ
ンデンサによりCR位相調整回路を構成し、サイリスタ
（トライアック等）のゲートと位相制御回路間にトリガ
素子を設け、可変抵抗の抵抗値によってトリガ素子がブ
レイクオーバーする位相を制御し、このことによりサイ
リスタの導通角を定めるようにしている。その結果ラン
プ等の負荷には第３図に示すような電圧が印加されるこ
とになる。
（ｃ）発明が解決しようとする課題 ところが、サイリスタの導通角を位相制御する従来の調
光装置においては、負荷に印加される電圧波形は商用交
流電源電圧波形の各半サイクル毎に連続する非導通角が
存在するため、比較的低次の高調波成分が高い含有率で
電力系統に重畳されるという特性を備えている。このた
め電力系統に接続されている変圧器や調相回路における
電力損を増大させるという問題があった。
光装置においては、負荷に印加される電圧波形は商用交
流電源電圧波形の各半サイクル毎に連続する非導通角が
存在するため、比較的低次の高調波成分が高い含有率で
電力系統に重畳されるという特性を備えている。このた
め電力系統に接続されている変圧器や調相回路における
電力損を増大させるという問題があった。
近年の位相制御による電力制御装置の多用によって上述
の問題は深刻化しつつあり、機器から電力系統に重畳さ
れる高調波成分の含有率を制限するための規格や規制が
提案されている。
の問題は深刻化しつつあり、機器から電力系統に重畳さ
れる高調波成分の含有率を制限するための規格や規制が
提案されている。
また従来の位相制御による電力制御装置は位相調整用コ
ンデンサの初期条件の違いによりヒステリシスが生じる
こと、商用交流電源周波数の違いにより特性が変化する
こと、更には電源電圧の変動によって導通角も変化して
供給電力が大きく変動すること等の問題もあった。
ンデンサの初期条件の違いによりヒステリシスが生じる
こと、商用交流電源周波数の違いにより特性が変化する
こと、更には電源電圧の変動によって導通角も変化して
供給電力が大きく変動すること等の問題もあった。
この発明の目的は、高調波による電力系統に及ぼす影響
を低減するとともに上述の問題を解消した電力制御装置
を提供することにある。
を低減するとともに上述の問題を解消した電力制御装置
を提供することにある。
（ｄ）課題を解決するための手段 この発明の電力制御装置は、商用交流電源を電源とする
負荷に直列に接続される装置であって、 入力端子間に流れる電流を整流するダイオードブリッジ
と、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デューティー
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータ
と、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる。
負荷に直列に接続される装置であって、 入力端子間に流れる電流を整流するダイオードブリッジ
と、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デューティー
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータ
と、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる。
（ｅ）作用 この発明の調光装置では、ダイオードブリッジは負荷に
印加される電圧および電流を整流し、平滑回路がその出
力を平滑して直流電圧を発生する。非安定マルチバイブ
レータは、上記直流電圧を電源として作動し、可変抵抗
の状態で定まるデューティー比のパルスを発生する。そ
してスイッチングトランジスタはこの非安定マルチバイ
ブレータの出力によりオン／オフして、ダイオードブリ
ッジの出力端子間を導通／遮断する。非安定マルチバイ
ブレータの繰り返し周期は商用交流電源の周期より十分
に短いため、負荷に流れる電流は非安定マルチバイブレ
ータの発生する矩形波信号に応じて交流電源の１サイク
ル内で複数回断続される。負荷供給電力は上記スイッチ
ングトランジスタのオンデューティー比で定まり、非安
定マルチバイブレータのデューティー比制御用可変抵抗
を調節することによって負荷供給電力を調節することが
できる。
印加される電圧および電流を整流し、平滑回路がその出
力を平滑して直流電圧を発生する。非安定マルチバイブ
レータは、上記直流電圧を電源として作動し、可変抵抗
の状態で定まるデューティー比のパルスを発生する。そ
してスイッチングトランジスタはこの非安定マルチバイ
ブレータの出力によりオン／オフして、ダイオードブリ
ッジの出力端子間を導通／遮断する。非安定マルチバイ
ブレータの繰り返し周期は商用交流電源の周期より十分
に短いため、負荷に流れる電流は非安定マルチバイブレ
ータの発生する矩形波信号に応じて交流電源の１サイク
ル内で複数回断続される。負荷供給電力は上記スイッチ
ングトランジスタのオンデューティー比で定まり、非安
定マルチバイブレータのデューティー比制御用可変抵抗
を調節することによって負荷供給電力を調節することが
できる。
このようにして商用交流電源電圧の半サイクル中に負荷
供給電流が連続的に遮断されることなく、全周期にわた
って一定デューティー比で負荷供給電流が断続されるた
め、電力系統に重畳される低次高調波成分の含有率は低
い。もちろんスイッチングトランジスタのオン／オフ周
期に対応する周波数成分が高次高調波成分として生じる
が、この高調波成分は電力系統のインダクタンス成分で
減衰され、また比較的低インダクタンスのコイルで容易
にフィルタリングすることができ、電力系統や電力系統
に接続されている他の機器に悪影響を与えない。
供給電流が連続的に遮断されることなく、全周期にわた
って一定デューティー比で負荷供給電流が断続されるた
め、電力系統に重畳される低次高調波成分の含有率は低
い。もちろんスイッチングトランジスタのオン／オフ周
期に対応する周波数成分が高次高調波成分として生じる
が、この高調波成分は電力系統のインダクタンス成分で
減衰され、また比較的低インダクタンスのコイルで容易
にフィルタリングすることができ、電力系統や電力系統
に接続されている他の機器に悪影響を与えない。
（ｆ）実施例 この発明の実施例である調光装置の回路を第１図に示
す。第１図においてＬは負荷としてのランプであり、こ
のランプＬとともに端子T1,T2を介して商用交流電源AC
に直列接続される回路が調光回路である。コンデンサC
3、チョークコイルCH、抵抗R5、コンデンサC4は高調波
（特に後述する非安定マルチバイブレータの発振周波
数）成分を除去するフィルタ回路を構成する。D3、D4、
D5、D6は上記フィルタを介して入力端子T1,T2間に流れ
る電流を整流するダイオードブリッジを構成する。Q5は
ダイオードブリッジの出力端子間を導通／遮断するFET
からなるスイッチングトランジスタである。D7は逆流防
止ダイオードである。抵抗R6、コンデンサC5、抵抗R7、
トランジスタQ6、ツェナーダイオードZD、コンデンサC6
は直流電圧安定化回路を構成する。トランジスタQ1,Q
2、コンデンサC1,C2、抵抗R1,R2、可変抵抗VR、トラン
ジスタQ3,Q4、抵抗R3,R4、ダイオードD1,D2は非安定マ
ルチバイブレータ（以下単にマルチバイブレータとい
う。）を構成する。このマルチバイブレータの出力信号
は抵抗R8およびスピードアップコンデンサC7を介してス
イッチングトランジスタQ5のゲートに与えられる。ダイ
オードD8はスイッチングトランジスタQ5のゲートの０レ
ベルを接地電位に保つ。抵抗R9,R10、コンデンサC8,C9
およびトリガ素子SBSはマルチバイブレータに対しトリ
カパルスを与えるトリガ回路を構成する。
す。第１図においてＬは負荷としてのランプであり、こ
のランプＬとともに端子T1,T2を介して商用交流電源AC
に直列接続される回路が調光回路である。コンデンサC
3、チョークコイルCH、抵抗R5、コンデンサC4は高調波
（特に後述する非安定マルチバイブレータの発振周波
数）成分を除去するフィルタ回路を構成する。D3、D4、
D5、D6は上記フィルタを介して入力端子T1,T2間に流れ
る電流を整流するダイオードブリッジを構成する。Q5は
ダイオードブリッジの出力端子間を導通／遮断するFET
からなるスイッチングトランジスタである。D7は逆流防
止ダイオードである。抵抗R6、コンデンサC5、抵抗R7、
トランジスタQ6、ツェナーダイオードZD、コンデンサC6
は直流電圧安定化回路を構成する。トランジスタQ1,Q
2、コンデンサC1,C2、抵抗R1,R2、可変抵抗VR、トラン
ジスタQ3,Q4、抵抗R3,R4、ダイオードD1,D2は非安定マ
ルチバイブレータ（以下単にマルチバイブレータとい
う。）を構成する。このマルチバイブレータの出力信号
は抵抗R8およびスピードアップコンデンサC7を介してス
イッチングトランジスタQ5のゲートに与えられる。ダイ
オードD8はスイッチングトランジスタQ5のゲートの０レ
ベルを接地電位に保つ。抵抗R9,R10、コンデンサC8,C9
およびトリガ素子SBSはマルチバイブレータに対しトリ
カパルスを与えるトリガ回路を構成する。
第１図に示した回路の動作は次の通りである。まず商用
交流電源ACが供給されるとダイオードブリッジD3〜D6の
出力に整流電圧が現れ、その電圧がR6,C5によって平滑
される。そしてQ6はZDのツェナー電圧＋Q6のベース・エ
ミッタ間電圧にほぼ等しい安定化直流電圧を出力する。
C6はその電圧を平滑する。なおR6,C5およびC6がこの発
明に係る平滑回路に相当する。
交流電源ACが供給されるとダイオードブリッジD3〜D6の
出力に整流電圧が現れ、その電圧がR6,C5によって平滑
される。そしてQ6はZDのツェナー電圧＋Q6のベース・エ
ミッタ間電圧にほぼ等しい安定化直流電圧を出力する。
C6はその電圧を平滑する。なおR6,C5およびC6がこの発
明に係る平滑回路に相当する。
このようにしてマルチバイブレータおよびトリガ回路に
電源電圧が与えられると、R9を介してC8に充電電流が流
れ、R10を介してC9に充電電流が流れる。C9の充電にと
もないトリガ素子SBSの印加電圧が上昇し、その電圧が
ブレイクオーバ電圧を超えると、C8→SBS→R10の経路で
Q2に負のトリガパルスが与えられる。これによりQ2がオ
フする。SBSのブレイクオーバー後、SBSはオン状態を保
つ。Q2のオフによりQ4のベース電位が上昇し、Q4がオン
してQ4→C2→Q1の経路でQ1にベース電流が流れQ1がオン
する。そしてVR→R1→C1→D1→Q1の経路でC1に充電電流
が流れる。この時スイッチングトランジスタQ5のゲート
電位はD1の順方向降下電圧にほぼ等しい低電位となって
Q5はオフする。これによりランプＬに対する負荷電流が
遮断される。
電源電圧が与えられると、R9を介してC8に充電電流が流
れ、R10を介してC9に充電電流が流れる。C9の充電にと
もないトリガ素子SBSの印加電圧が上昇し、その電圧が
ブレイクオーバ電圧を超えると、C8→SBS→R10の経路で
Q2に負のトリガパルスが与えられる。これによりQ2がオ
フする。SBSのブレイクオーバー後、SBSはオン状態を保
つ。Q2のオフによりQ4のベース電位が上昇し、Q4がオン
してQ4→C2→Q1の経路でQ1にベース電流が流れQ1がオン
する。そしてVR→R1→C1→D1→Q1の経路でC1に充電電流
が流れる。この時スイッチングトランジスタQ5のゲート
電位はD1の順方向降下電圧にほぼ等しい低電位となって
Q5はオフする。これによりランプＬに対する負荷電流が
遮断される。
その後、C1の充電電圧の上昇によってQ2のベース電位が
VBEを越えた時Q2がオンしてVR→R2→C2→D2→Q2の経路
でC2に充電電流が流れる。同時にQ1のベース電位が負と
なって、Q1はオフ状態となる。これによりQ3のベース電
位が高くなり、Q3がオンする。そのためQ5のゲート電位
はQ3を介して高電位になりQ5はオンする。その結果ダイ
オードブリッジD3〜D6とスイッチングトランジスタQ5を
介してランプＬに負荷電流が流れる。
VBEを越えた時Q2がオンしてVR→R2→C2→D2→Q2の経路
でC2に充電電流が流れる。同時にQ1のベース電位が負と
なって、Q1はオフ状態となる。これによりQ3のベース電
位が高くなり、Q3がオンする。そのためQ5のゲート電位
はQ3を介して高電位になりQ5はオンする。その結果ダイ
オードブリッジD3〜D6とスイッチングトランジスタQ5を
介してランプＬに負荷電流が流れる。
C2の充電に伴いQ1のベース電位が上昇し、Q1のベース電
位がVBEを越えるとQ1がオンする。これによりQ3がオフ
してQ5のゲート電位は低電位となってQ5が再びオフす
る。尚、上述の動作から明らかなようにQ3,Q4はQ2,Q1の
ターンオフを速めるために設けている。
位がVBEを越えるとQ1がオンする。これによりQ3がオフ
してQ5のゲート電位は低電位となってQ5が再びオフす
る。尚、上述の動作から明らかなようにQ3,Q4はQ2,Q1の
ターンオフを速めるために設けている。
以上の動作を繰り返すことによりマルチバイブレータは
発振動作してスイッチングトランジスタQ5が負荷電流を
断続する。第２図にランプＬに供給される電圧・電流の
波形例を示す。
発振動作してスイッチングトランジスタQ5が負荷電流を
断続する。第２図にランプＬに供給される電圧・電流の
波形例を示す。
スイッチングトランジスタQ5のオン時間はQ2のオン時間
に等しく、これはVR,R2,C2の時定数で定まる。逆にQ2の
オフ時間（＝Q1のオン時間）はVR,R1,C1の時定数で定ま
る。したがってVRの位置によってQ2のオン時間／オフ時
間がともに変化する。C1＝C2であればQ2のオン時間＋オ
フ時間は一定となり、VRの位置によってQ2オンデューテ
ィー比すなわちスイッチングトランジスタQ5のオンデュ
ーティ比が定まる。
に等しく、これはVR,R2,C2の時定数で定まる。逆にQ2の
オフ時間（＝Q1のオン時間）はVR,R1,C1の時定数で定ま
る。したがってVRの位置によってQ2のオン時間／オフ時
間がともに変化する。C1＝C2であればQ2のオン時間＋オ
フ時間は一定となり、VRの位置によってQ2オンデューテ
ィー比すなわちスイッチングトランジスタQ5のオンデュ
ーティ比が定まる。
以上のようにしてマルチバイブレータの発振動作により
ランプＬを断続するとともにVRの調整によってそのオン
デューティー比を制御して供給電力を制御することがで
きる。
ランプＬを断続するとともにVRの調整によってそのオン
デューティー比を制御して供給電力を制御することがで
きる。
（ｇ）発明の効果 この発明によれば、商用交流電源周波数より高周波で負
荷供給電流を断続するとともにそのオンデューティー比
を可変としたため、比較的低次の高調波成分が抑えら
れ、電力系統に与える悪影響を防止することができる。
また、位相制御による方法ではないためヒステリシス現
象、商用交流電源周波数による特性変化、更には電源電
圧の変動による問題のない特性の安定した電力制御装置
が得られる。
荷供給電流を断続するとともにそのオンデューティー比
を可変としたため、比較的低次の高調波成分が抑えら
れ、電力系統に与える悪影響を防止することができる。
また、位相制御による方法ではないためヒステリシス現
象、商用交流電源周波数による特性変化、更には電源電
圧の変動による問題のない特性の安定した電力制御装置
が得られる。
第１図はこの発明の実施例である調光装置の回路図、第
２図は同装置の負荷供給電圧・電流波形図、第３図は従
来の位相制御による電力制御装置の負荷供給電圧・電流
波形図である。 D3,D4,D5,D6……ダイオードブリッジ、 R6,C5,C6……平滑回路、 Q5……スイッチングトランジスタ。
２図は同装置の負荷供給電圧・電流波形図、第３図は従
来の位相制御による電力制御装置の負荷供給電圧・電流
波形図である。 D3,D4,D5,D6……ダイオードブリッジ、 R6,C5,C6……平滑回路、 Q5……スイッチングトランジスタ。
Claims (1)
- 【請求項１】商用交流電源を電源とする負荷に直列に接
続される装置であって、 入力端子間に流れる電流を整流するダイオードブリッジ
と、 このダイオードブリッジの出力を平滑して直流電圧を発
生する平滑回路と、 上記直流電圧を電源として高周波発振し、デューティー
比制御用可変抵抗を備える非安定マルチバイブレータ
と、 上記ダイオードブリッジの出力端子間に接続され、上記
非安定マルチバイブレータの出力によりオン／オフする
スイッチングトランジスタとからなる電力制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2332772A JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2332772A JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04206195A JPH04206195A (ja) | 1992-07-28 |
| JPH0687432B2 true JPH0687432B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=18258660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2332772A Expired - Lifetime JPH0687432B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 電力制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687432B2 (ja) |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2332772A patent/JPH0687432B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04206195A (ja) | 1992-07-28 |
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