JP2514925B2

JP2514925B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2514925B2
Application number: JP60296159A
Authority: JP
Inventors: 聖明内橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-12-23
Filing date: 1985-12-23
Publication date: 1996-07-10
Anticipated expiration: 2011-07-10
Also published as: JPS62150697A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、チョッパー式の放電灯点灯装置に関するも
のであり、点灯中に放電灯電圧が上昇する高圧放電灯
を、リップル等の出力変動を含む直流電源にて点灯する
用途に特に適するものである。

（背景技術）第４図はチョッパー式の放電灯点灯装置の従来例を示
す回路図である。第４図において、１は商用電源、２は
ダイオードブリッジ、３は平滑用コンデンサであり、商
用電源１をダイオードブリッジ２で全波整流し、平滑コ
ンデンサ３にて平滑することにより、リップルを含む直
流電源Ｅを構成している。４はトランジスタ、５はイン
ダクタンス、６はフライホイールダイオード、７は高周
波バイパス用のコンデンサであり、これらの回路要素に
より、チョッパー回路CHPが構成されている。トランジ
スタ４により高速チョッピングされた電力はインダクタ
ンス５を介して、放電灯10に供給されるものであり、ト
ランジスタ４がオンの時、前述の直流電源Ｅからトラン
ジスタ４、インダクタンス５、放電灯10（又はコンデン
サ７）、抵抗８を通り、直流電源Ｅに戻る経路にて電流
が流れ、トランジスタ４がオフとなると、インダクタン
ス５に蓄積されたエネルギーは、インダクタンス５か
ら、放電灯10（又はコンデンサ７）、抵抗８、フライホ
イールダイオード６を通り、インダクタンス５に戻る経
路にて放出される。コンデンサ７は高周波成分バイパス
用のコンデンサであり、放電灯10には直流成分が供給さ
れる。

第４図回路において、８は出力電流検出用の抵抗であ
り、９はトランジスタドライブ用の制御回路である。こ
の制御回路９は、トランジスタ４を一定周波数でスイッ
チングさせるドライブ回路であり、出力電流検出用の抵
抗８より出力電流の瞬時値を検出し、あらかじめ設定さ
れた電流値I₀に達すると、トランジスタ４をオフさせ
る。これによって、商用電源１の出力変動に対して出力
電流I_Lの変動を抑えることができる。ここで、商用電源
１の出力変動に対する電流I_Lの変化の様子を第６図
（ａ），（ｂ）に示す。同図（ａ）は商用電源１の出力
が大きい場合、同図（ｂ）は商用電源１の出力が小さい
場合を示す。商用電源１の出力が大きい場合には、トラ
ンジスタ４がオンの時に電流I_Lの上昇傾きは急となり、
設定値I₀に達する時間が早くなるため、トランジスタ４
のオン時間が短くなり出力の増加を抑える。逆に商用電
源１の出力が低下すると、トランジスタ４のオン時間が
長くなり出力の低下を抑える。すなわち、制御回路９
は、チョッパー式の放電灯点灯装置において、放電灯10
の出力を安定化するために、出力電流I_Lの瞬時値を検出
し、前記トランジスタ４のオン・オフのデューティ比を
変えている。

ところで、放電灯10が例えばメタルハライド放電灯の
ような高圧放電灯の場合、点灯時間が経過するにしたが
って、放電灯電圧が上昇（放電灯の等価インピーダンス
が上昇）する為に、たとえ、商用電源１の出力が一定で
あっても、電流I_Lの傾きが次第に緩やかになる。電流I_L
の傾きが緩くなると、トランジスタ４のオン時間は長く
なり、電流I_Lの変動は少ないが、放電灯電圧が上昇する
分だけ放電灯電力は増加する為、放電灯電圧の上昇と共
に、どんどん放電灯電力も増加し、過負荷になるという
問題がある。

そこで、放電灯電圧上昇時には、トランジスタ４のス
イッチング周波数を下げることにより、電流I_Lの最大値
をI₀としたまま、放電灯電力の上昇を抑えることができ
るが、この場合、スイッチング周波数が可聴周波数領域
まで下がり、騒音の問題が生じたり、また、オン時間が
長くなる分、トランジスタ４のドライブ電力が増大する
という問題が生じる。

また、トランジスタ４のオン時間を一定時間以内に制
限することにより、放電灯電力の増加を抑える方法も考
えられるが、この場合、第６図（ｃ）に示すようにオン
時間が制限時間Tmaxに達した後は、第６図（ｄ）に示す
ように、電流I_Lの傾きが小さくなるにつれて、電流I_Lの
最大値が設定値I₀よりも小さくなる。電流I_Lの傾きが比
較的急で、第６図（ａ）〜（ｃ）のようなピーク値I₀の
一定した領域では、平滑コンデンサ３の出力電圧V₁が第
５図（ａ）のようなリップルを含んだ脈流であっても、
電流I_Lの最大値は、第５図（ｂ）に示すように一定とな
り、光出力波形も平坦で、ちらつきのない光を得ること
ができる。しかし、放電灯電圧が上昇し、第６図（ｄ）
に示すように、トランジスタ４のオン時間が制限される
領域になると、電圧V₁の瞬時値に対して電流I_Lのピーク
値も第５図（ｃ）に示すように変動し、光出力波形もリ
ップルを含む波形となり、ちらつきを生じるという欠点
がある。また、リップル以外の出力変動に対しても、こ
の領域ではトランジスタ４のオン時間が制御されない
為、電流I_Lの変動が大きくなるという問題がある。

（発明の目的）本発明は上述のような問題点を解決するためになされ
たものであり、その目的とするところは、電源電圧及び
放電灯インピーダンスの変化に対し、スイッチング周波
数を低減することなく、また、スイッチング素子のオン
時間を制限することなく、出力変動を抑制し、ちらつき
の発生を防止できるようにしたチョッパー式の放電灯点
灯装置を提供するにある。

（発明の開示）本発明に係る放電灯点灯装置を、図示実施例について
説明すると、第１図乃至第３図に示すように、交流電源
１を整流平滑して成る脈動直流電源Ｅと、この直流電源
Ｅを高周波チョッピングする高速スイッチング素子たる
トランジスタ４と、チョッピングされた電圧を平滑する
インダクタンス５及びコンデンサ７と、前記インダクタ
ンス５に蓄積されたエネルギーの放出経路を形成するダ
イオード６とを含むチョッパー回路CHPと、チョッパー
回路CHPの出力端に接続された高圧放電灯10と、チョッ
パー回路CHPの主電流路に直列に挿入された電流検出用
抵抗８と、前記高速スイッチング素子たるトランジスタ
４を一定周期でオンさせ、前記電流検出用抵抗８にて検
出された電流I_Lが所定の最大電流値I₀に達すると、高速
スイッチング素子たるトランジスタ４をオフさせる制御
回路９とを含むチョッパー式の放電灯点灯装置におい
て、前記放電灯10と並列に安定点灯中の点灯時間の経過
に伴って上昇する放電灯電圧を検出する放電灯電圧検出
回路Dvを接続し、前記放電灯電圧検出回路Dvより検出さ
れた検出電圧Vbが増加すると、前記制御回路９における
前記最大電流値I₀を、低くなるように制御する最大電流
値制御回路13を設けたものである。

このように本発明にあっては、安定点灯中の点灯時間
の経過に伴って放電灯電圧が大きくなると、チョッパー
回路CHPの主電流I_Lの最大値I₀を小さくするように制御
しているので、安定点灯継続中の点灯時間の経過による
放電灯電圧の上昇に対して放電灯電力の上昇を抑えるこ
とができるものである。したがって、過負荷防止のため
にスイッチング周波数を低減する必要はないので、騒音
等の問題は生じないし、また、スイッチング素子のオン
時間を制限する必要もなくなるので、直流電源Ｅの出力
変動に対してちらつきを生じることもない。

以下、本発明の好ましい実施例を図面と共に説明す
る。第１図（ａ）は本発明の一実施例に係る放電灯点灯
装置の主回路を示し、第１図（ｂ）はこの放電灯点灯装
置に用いる制御回路の詳細な構成を示す。第１図（ａ）
に示す主回路については、第４図従来例と同様であるの
で、同一部品には同一符号を付して説明を省略する。放
電灯10の両端には、放電灯電圧検出回路Dvが接続されて
いる。この検出回路Dvは、分圧抵抗11,12を含み、その
電圧分圧点ｂの電圧は制御回路９に入力されている。

制御回路９は、最大電流値制御回路13と、コンパレー
タ22と、パルス発生回路23,29と、トランジスタベース
ドライブ回路37とからなる。

まず、最大電流値制御回路13は、ダイオード14、コン
デンサ15、直流電源16、抵抗17〜20,48,49、及びオペア
ンプ21を含む。最大電流値制御回路13の入力端子ｂに
は、前述の放電灯電圧検出回路Dvにおけるｂ点の電圧が
入力されている。端子ｂから入力された電圧は、ダイオ
ード14を介してコンデンサ15を充電する。逆流阻止用の
ダイオード14が接続されているので、コンデンサ15は端
子ｂから入力される電圧のピーク値に充電される。この
電圧Vbは、抵抗17を介してオペアンプ21の反転入力端子
に印加される。オペアンプ21の非反転入力端子には、直
流電源16の基準電圧V₁₆が抵抗18を介して印加されてい
る。オペアンプ21は、コンデンサ15の電圧と前記基準電
圧との差電圧を出力する。オペアンプ21の出力電圧は、
抵抗48,49にて分圧されて、最大電流値制御回路13の出
力電圧となる。抵抗17〜20の抵抗値をR₁₇〜R₂₀とし、R
₁₇＝R₁₈,R₂₀＝R₁₉とすると、オペアンプ21の出力電圧V₀
は、V₀＝R₂₀（V₁₆−Vb）/R₁₇で表される。この式から明
らかなように、放電灯電圧の分圧Vbが大きくなると、オ
ペアンプ出力電圧V₀は小さくなる。最大電流値制御回路
13の出力電圧Vhは、このオペアンプ21の出力電圧V₀を抵
抗49,48で分圧したものである。

コンパレータ22は、電流I_Lのピーク値を最大電流値制
御回路13の出力電圧Vhにより規定するために設けられて
おり、前記電圧Vh（ｈ点の電圧）と、電流I_L検出用の抵
抗８にて得られたａ点の電圧Vaとを比較し、その比較出
力は、トランジスタのオン時間設定用のパルス発生回路
29に入力されている。

パルス発生回路23は、トランジスタ４のスイッチング
周波数を設定するために設けられており、汎用のタイマ
IC28と、このタイマIC28に付加される抵抗24,25、及
び、コンデンサ26,27よりなる。タイマIC28としては、M
51841P（通称555）が用いられている。タイマIC28の端
子はトリガー端子であり、この端子の電圧が1/3Vcc以
下になると、タイマIC28がトリガされ、出力端子（ｅ
点）がＨレベルになる。抵抗24,コンデンサ26で決まる
時間が経過して、端子が2/3Vccに達すると、出力端子
はＬレベルになると共に、タイマIC28の端子と端子
の間が導通し、コンデンサ26に蓄積されたエネルギー
は、抵抗25を介して放出される。そして、コンデンサ26
の両端電圧が1/3Vcc以下になると、再び、タイマIC28は
トリガーされ、出力端子はＨレベルとなる。以下、同
様の動作を繰り返し、出力端子には、第２図（ａ）に
示すような電圧Veが得られるものである。

パルス発生回路29は、トランジスタ４のオン時間を設
定するために設けられており、汎用のタイマIC36と、こ
のタイマIC36に付加される抵抗33〜35、及び、コンデン
サ30〜32よりなる。汎用のタイマIC36としては、タイマ
IC28と同じくM51841P（通称555）が用いられている。抵
抗33,コンデンサ30で構成されるタイマIC36のトリガー
回路は前記タイマIC28の出力端子からのパルス（第２
図（ａ））を受け、ｆ点では第２図（ｂ）のVfの如き波
形になり、ＨレベルからＬレベルへの立ち下がり、すな
わち、タイマIC28の出力端子のＬレベルからＨレベル
への立上り部で、タイマIC36をトリガーする。このトリ
ガー動作により、タイマIC36の出力端子（ｇ点）は、
第２図（ｃ）に示すように一定時間だけＨレベルとな
る。

トランジスタベースドライブ回路37は、チョッパー回
路CHPにおけるトランジスタ４のベースをドライブする
ために設けられており、トランジスタ４のベース・エミ
ッタ間に出力端子c,dを接続されたパルストランス47
と、このパルストランス47を駆動するためのトランジス
タ46と、ダイオード44,45、抵抗38〜41、及び、コンデ
ンサ42,43よりなる。トランジスタ46のベースはパルス
発生回路29の出力に接続されていて、ドライブ回路37
は、タイマIC36の出力端子（ｇ点）がＨレベルである
期間中に、トランジスタ４をオンさせるものである。

トランジスタ４がオンすることにより、インダクタン
ス５に電流I_Lが流れ出す。この電流I_Lは、電流検出用の
抵抗８により電圧Vaとして検出される。この電圧Vaは、
コンパレータ22により放電灯電圧と関連する最大電流値
制御回路13の出力電圧Vhと比較され、放電灯電圧が大き
くなると、電流I_Lが小さくなるような制御が行なわれ
る。Vh＞Vaのとき、コンパレータ22の出力端ｉはＨレベ
ルとなり、Va≧Vhとなると、コンパレータ22の出力端ｉ
はＬレベルとなる。コンパレータ22の出力端ｉは、トラ
ンジスタ４のオン時間設定用のパルス発生回路29におけ
るタイマIC36のリセット端子に接続されている。タイ
マIC36のリセット端子にＬレベルの信号が入ると、タ
イマIC36はリセットされ、タイマIC36の出力端子（ｇ
点）はＬレベルになる（第２図（ｃ），（ｄ））。つま
り、トランジスタ４がオンして電流I_Lが増加し、ある値
になると（Va≧Vh）、タイマIC36のリセット端子（ｉ
点）がＬレベルとなり、タイマIC36の出力端子（ｇ
点）もＬレベルとなって、トランジスタ４はオフとな
る。これによって、電流I_Lは減少する（第２図
（ｅ））。

以上の説明から明らかなように、本実施例回路にあっ
ては、点灯時間が経過するにしたがって放電灯電圧が上
昇すると、最大電流値制御回路13の出力電圧Vhは低下
し、抵抗８の検出電圧Vaが比較的低い段階で、コンパレ
ータ22の出力がＬレベルになり、トランジスタ４のオン
信号をリセットするので、放電灯電圧の上昇につれて、
チョッパー回路CHPの主電流の最大値I₀を低減するよう
な制御を行うことができるものである。

第３図は本発明の他の実施例に係る放電灯点灯装置の
主回路を示す。本実施例にあっては、放電灯点灯のため
の主回路として、昇圧型のチョッパー回路CHPが用いら
れている。このチョッパー回路CHPにあっては、トラン
ジスタ４がオンの時には、コンデンサ３から、インダク
タンス５、トランジスタ４、抵抗８を経て、コンデンサ
３に戻るループで電流が流れ、トランジスタ４がオフす
ると、インダクタンス５に蓄積されたエネルギーがイン
ダクタンス５から、ダイオード６、放電灯10（又はコン
デンサ７）、抵抗８、コンデンサ３を経て、インダクタ
ンス５に戻るループで放出される。放電灯10の両端に
は、前の実施例と同様に、電流検出用の分圧抵抗11,12
が接続されており、その分圧点の電圧は制御回路９に入
力されている。制御回路９については、前の実施例と同
様のものが用いられる。

なお、チョッパー回路の方式は、上記各実施例に記載
された回路に限定するものではなく、他の回路構成を用
いることも可能である。

（発明の効果）以上のように、本発明はチョッパー回路に流れる主電
流の最大値を、安定点灯中の点灯時間の経過に伴う放電
灯電圧の上昇時には小さくなるように制御しているの
で、安定点灯中に点灯時間が経過するにしたがって放電
灯電圧が上昇するような高圧放電灯を点灯する場合にお
いて、安定点灯継続中の放電灯電圧の上昇に対して放電
灯電力の上昇を抑え、過負荷を防止することができると
いう効果がある。また、本発明にあっては、従来例のよ
うに過負荷を防止するためにスイッチング周波数を低減
する必要はないので、騒音等の問題は生じない。さらに
また、本発明にあっては、主電流の最大値が、安定点灯
中の点灯時間の経過に伴う放電灯電圧の上昇に応じて低
減されるので、交流電源を整流平滑して成る脈動直流電
源の出力変動に対しては主電流の最大値は充分に安定し
ており、したがって、スイッチング素子のオン時間を制
限して過負荷を防止していた従来例の場合のように、直
流電源の出力変動に応じた放電灯電流の変動を生じるこ
とはなく、ちらつきを生じることもない。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置
の主回路を示す回路図、第１図（ｂ）は同上の放電灯点
灯装置に用いる制御回路の回路図、第２図は同上の実施
例の動作説明図、第３図は本発明の他の実施例に係る放
電灯点灯装置の主回路を示す回路図、第４図は従来例の
回路図、第５図及び第６図は同上の従来例の動作説明図
である。Ｅは直流電源、CHPはチョッパー回路、Dvは放電灯電圧
検出回路、４はトランジスタ、５はインダクタンス、６
はダイオード、７はコンデンサ、８は電流検出用抵抗、
９は制御回路、10は放電灯、13は最大電流値制御回路で
ある。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流平滑して成る脈動直流電源
と、この直流電源を高周波チョッピングする高速スイッ
チング素子と、チョッピングされた電圧を平滑するイン
ダクタンス及びコンデンサと、前記インダクタンスに蓄
積されたエネルギーの放出経路を形成するダイオードと
を含むチョッパー回路と、チョッパー回路の出力端に接
続された高圧放電灯と、前記チョッパー回路の主電流路
に直列に挿入された電流検出用抵抗と、前記高速スイッ
チング素子を一定周期でオンさせ、前記電流検出用抵抗
にて検出された電流が所定の最大電流値に達すると、高
速スイッチング素子をオフさせる制御回路とを含むチョ
ッパー式の放電灯点灯装置において、前記放電灯と並列
に安定点灯中の点灯時間の経過に伴って上昇する放電灯
電圧を検出する放電灯電圧検出回路を接続し、前記放電
灯電圧検出回路より検出された検出電圧が増加すると、
前記制御回路における前記最大電流値を、低くなるよう
に制御する最大電流値制御回路を設けたことを特徴とす
る放電灯点灯装置。