JPH09182429A - 共振形フォワードコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 所望のゼロ電圧スイッチング動作を達成しな
がら、低い耐圧のスイッチング素子の使用及びスイッチ
ング時の電力損失の低減を可能にする。 【解決手段】 直流電源１と、この直流電源に直列接続
された変圧器２と、変圧器２の１次巻線と直列に接続さ
れる可飽和インダクタ５と、可飽和インダクタ５に直列
接続されたスイッチング素子３と、スイッチング素子３
と並列接続された共振用コンデンサ４と、変圧器２の２
次巻線の一方の端子と直列接続された整流用ダイオ−ド
６と、整流用ダイオ−ド６と変圧器２の２次巻線の他方
の端子とに跨がって接続されたフリ−ホイリングダイオ
−ド７と出力フィルタと、スイッチング素子３を制御す
る制御回路１２とを備えた共振形フォワードコンバータ
において、ダイオ−ド１３と電圧クランプ用コンデンサ
１４との直列回路をスイッチング素子３に等価的に並列
に接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】 本発明は、実質的に印加電圧が
ゼロの状態でスイッチング素子をスイッチングさせる共
振形フォワ−ドコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】 従来の方法としては、例えば特開平４
ー２９０２１６号に開示されている構造のものがある。
この公報に開示されている共振形コンバータは、図８に
示すような構成である。図中、１は直流電源、２はそれ
ぞれ図示の極性の１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂを有する
変圧器、３はＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラトランジス
タなどからなるスイッチング素子、４はスイッチング素
子３に並列接続された共振用コンデンサ、Ｌr は共振用
インダクタンスの一部分又は全部を与える配線のインダ
クタンスと変圧器２のリーケイジ・インダクタンスとの
和に相当するインダクタンス、５は図７に示すような特
性を有する可飽和インダクタであり、スイッチング素子
３のオフ時に直流電源１の正極から変圧器２の１次巻線
２Ａおよび可飽和インダクタ５を通して流れる小電流の
共振期間には大きなインダクタンスを回路に与え、前記
スイッチング素子３のオン時には磁気飽和してそのイン
ダクタンスが急減するように構成されている。

【０００３】 また、変圧器２の２次巻線２Ｂには直列
に整流ダイオード６が接続され、これら２次巻線と整流
用ダイオード６にまたがってフリーホイリングダイオー
ド７が接続される。さらに、平滑用インダクタ８と平滑
用コンデンサ９とからなる出力フィルタがフリーホイリ
ングダイオード７と出力端子１０、１０’との間に接続
される。さらにまた、整流用ダイオード６には共振用コ
ンデンサ１１が並列に接続され、制御回路１２は出力端
子１０、１０’間の直流出力電圧を設定電圧に維持する
ような制御信号をスイッチング素子３に与える。

【０００４】 ここではこの共振形コンバ−タの詳しい
説明は省略するが、広い電流範囲でゼロ電圧スイチング
を実現できる特徴がある。その典型的な動作波形を図９
に示す。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、この
ような従来の共振形コンバ−タにあっては、広範囲の負
荷電流にわたって所望の共振動作を要求すると、スイッ
チング素子の両端に印加される電圧が過大となってしま
い、スイッチング素子として高耐圧の素子を使用しなけ
ればならなくなり、コストが高くならざるを得ない。

【０００６】 本発明は、小さな共振用キャパシタンス
と大きな電圧クランプ用キャパシタンスを、スイッチン
グ周期と同等以上のキャリアライフタイムを有するダイ
オードを使用することで切り替え、最適な共振動作を
得、広範囲の負荷電流にわたってスイッチング素子の電
圧電流を過大とすることなく、ゼロ電圧スイッチング動
作を実現し、電力効率を向上させることを課題とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】 このような課題を解決
するため、第１の発明では、直流電源と、この直流電源
に直列接続された１次巻線と該１次巻線に磁気的に結合
された２次巻線とを有する変圧器と、該変圧器の１次巻
線と直列に接続され、小電力領域では所定のインダクタ
ンスを有し所定の電圧積分印加に対しては磁気飽和を呈
して小さなインダクタンスとなる可飽和インダクタと、
該可飽和インダクタに直列接続されたスイッチング素子
と、該スイッチング素子と並列接続された共振用コンデ
ンサと、前記変圧器の２次巻線の一方の端子と直列接続
された整流用ダイオ−ドと、該整流用ダイオ−ドと前記
変圧器の２次巻線の他方の端子とに跨がって接続された
フリ−ホイリングダイオ−ドと出力フィルタと、前記ス
イッチング素子に制御信号を与えてその導通を制御する
制御回路とを備えた共振形フォワードコンバータにおい
て、前記スイッチング素子のスイッチング周期に相当す
る時間以上のキャリア・ライフタイムを有するダイオ−
ドとコンデンサとの直列回路を前記スイッチング素子に
等価的に並列に接続したことを特徴とする共振形フォワ
ードコンバータを提供する。

【０００８】 このような課題を解決するため、第２の
発明では、前記共振用コンデンサが、前記スイッチング
素子の出力キャパシタンスであることを特徴とする請求
項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タを提供する。

【０００９】 このような課題を解決するため、第３の
発明では、共振キャパシタンスが、前記スイッチング素
子の出力キャパシタンスとこのスイッチング素子に並列
に接続された共振用コンデンサのキャパシタンスとから
なることを特徴とする請求項１に記載の共振形フォワー
ドコンバ−タを提供する。

【００１０】 このような課題を解決するため、第４の
発明では、前記可飽和インダクタが、角形ヒステリシス
のコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に並列接続
された線形インダクタとからなることを特徴とする請求
項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タを提供する。

【００１１】 このような課題を解決するため、第５の
発明では、前記可飽和インダクタが、角形ヒステリシス
のコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気結合
された第２の巻線と、該第２の巻線に並列に接続された
線形インダクタとから構成されることを特徴とする請求
項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タを提供する。

【００１２】 このような課題を解決するため、第６の
発明では、前記可飽和インダクタを、角形ヒステリシス
のコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気結合
された第２の巻線と該第２の巻線に並列接続され前記第
１の巻線と磁気結合されない第３の巻線とで構成するこ
とを特徴とする請求項１に記載の共振形フォワ−ドコン
バ−タを提供する。

【００１３】 このような課題を解決するため、第７の
発明では、前記ダイオ−ドに直列接続された前記コンデ
ンサに蓄えられた前記エネルギのうちで、前記ダイオー
ドの逆方向導通中に前記変圧器を通して直流電源に戻る
ことができなかったエネルギを放電する放電回路を前記
ダイオ−ドと前記コンデンサとの接合点と前記直流電源
の一端に跨がって接続したことを特徴とする請求項１に
記載の共振形フォワ−ドコンバ−タを提供する。

【００１４】 このような課題を解決するため、第８の
発明では、前記放電回路が可変インピ−ダンスを呈する
ことを特徴とする請求項７に記載の共振形フォワ−ドコ
ンバ−タを提供する。

【００１５】 このような課題を解決するため、第９の
発明では、前記制御回路が、前記ダイオ−ドの逆方向電
流がゼロになるのを検出するか、若しくは前記スイッチ
ング素子のゼロ電圧、又は最低電圧を検出し、前記ダイ
オ−ドの逆方向導通が終了した後に前記スイッチング素
子にタ−ンオン信号を出力することを特徴とする請求項
１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タを提供する。

【００１６】

【発明を実施するための形態及び実施例】 図１により
本発明の１実施例について説明するが、同図において図
８で示した記号と同一の記号のものについては相当する
部材を示す。図１において、ダイオード１３はスイッチ
ング素子３のスイッチング周期と同等以上のキャリアラ
イフタイムを有する。キャリアライフタイムの長いダイ
オードは短いものに比べて本質的に逆方向導通を長時間
保持する特性を有するが、蓄積キャリアと同量のキャリ
アが逆方向から注されれば、ダイオードの逆方向阻止能
力が回復する。本発明はこの知見を利用した共振フォワ
ードコンバータである。なお、１４はスイッチング素子
３の両端に印加される電圧を制限するための電圧クラン
プ用コンデンサである。

【００１７】 制御回路１２はダイオード１３が逆方向
導通を終了した後、又はスイッチング素子３の電圧がゼ
ロボルトになったとき、スイッチング素子３に制御信号
を与え、さらに、直流出力端子１０、１０’間の直流出
力電圧、電流、あるいは電力を検出し、それらが所定の
値になるような制御信号をスイッチング素子３に与え
る。その制御信号はオン時間制御、オフ時間制御、ター
ンオン時点制御、あるいは主電流値を介在させた電流モ
ード制御によるオン時間制御などのいずれか、又はこれ
らの複数を組み合わせた制御を与える。

【００１８】 次に上述の理解を深めるために、図２を
用いて本発明により出力電圧を定電圧に保つ代表的な一
つの動作モ−ドについて説明を行う。以下の説明では可
飽和インダクタ５は所定の電流値で飽和するものとして
述べるが、その構成手段により、印加された電圧を時間
で積分した電圧積分値に対応して磁気飽和するものとす
るのが正確である。しかし、一つの定常状態の動作説明
ではこの電圧積分値に対応する電流値が存在するので、
この電流値を見掛上の飽和電流値と考えることで、以下
の説明と同様の扱いができる。

【００１９】 図２において、Ｖ4 はスイッチング素子
３の両端の電圧、つまり共振用コンデンサ４の両端の電
圧の波形、Ｉ1 とＩ2 は変圧器２の１次巻線２Ａ、２次
巻線２Ｂをそれぞれ流れる電流の波形、Ｖ2 は変圧器２
の２次巻線２Ｂの両端の電圧の波形である。

【００２０】 期間１（t ０＜t ≦t １） スイッチング素子３がオン状態にあり、可飽和インダク
タ５は磁気飽和状態である。このときスイッチング素子
３には、２次側のインダクタ８の電流を１次側に換算し
た電流と変圧器２の励磁電流との和に等しい電流が流れ
ている。

【００２１】 期間２（ｔ１＜ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１でスイッチング素子３をオフさせると、それま
でスイッチング素子３を流れていた電流が共振用コンデ
ンサ４に流れ込む。これに伴い共振用コンデンサ４が充
電され、その端子間電圧Ｖ4 が急速に上昇して直流電源
１の電圧Ｖ1 と同じ電圧値に至った時点で、変圧器２の
巻線に印加されていた電圧がゼロとなる。この間、共振
用コンデンサ４の電圧Ｖ4はほぼ直線的に上昇する。こ
れはインダクタ８が直流平滑用として、通常十分大きい
値を有し、その電流はこの間ほぼ一定であり、変圧器２
の励磁電流もこの間の変化は小さいため、共振用コンデ
ンサ４の充電電流はほぼ一定となるからである。変圧器
２の巻線電圧がゼロとなると、今までその電圧によって
逆バイアスされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が
導通を開始して、フリ−ホイリングダイオ−ド７と整流
用ダイオ−ド６とで変圧器２の２次巻線２Ｂを短絡状態
にする。この時刻をｔ２とする。

【００２２】 期間３（ｔ２＜ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２で変圧器２の２次巻線２Ｂが短絡されるので、
変圧器２の励磁電流は、この期間ほぼ一定に保たれる。
共振用コンデンサ４に流れ込んでいる充電電流は、フリ
−ホイリングダイオ−ド７が導通を始めたことにより負
荷電流がフリ−ホイリングダイオ−ド７に移行し始め、
減少を始めるが、配線のインダクタンスと変圧器２のリ
−ケイジインダクタンスとの和に相当するインダクタン
スＬｒと可飽和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓ
ｓ（Ｌｒと同レベル以下）が存在するために、直ちにゼ
ロにはならない。これらのインダクタンスの和と共振用
コンデンサ４で決まる共振で、共振用コンデンサ４の電
圧Ｖ4 はさらに上昇を続け、電圧クランプ用コンデンサ
１４の電圧Ｖ５に達するとダイオード１３が順方向導通
を開始する。この時刻をｔ３とする。

【００２３】 期間４（ｔ３＜ｔ≦ｔ４） 時刻ｔ３でダイオード１３が順方向導通したことで、配
線のインダクタンスと変圧器２のリ−ケイジインダクタ
ンスとの和に相当するインダクタンスＬｒと可飽和イン
ダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓの和と、共振用コ
ンデンサ４と電圧クランプ用コンデンサ１４の和で決ま
る共振で、共振用コンデンサ４と電圧クランプ用コンデ
ンサ１４の電圧が上昇し、充電電流は減少し、ダイオー
ド１３は共振電流が流れることで接合部に電荷を蓄え
る。ここで、共振用コンデンサ４と電圧クランプ用コン
デンサ１４の電圧波形は、変圧器２の励磁インダクタン
スＬｍと電圧クランプ用コンデンサ１４のキャパシタン
スによってほぼ決定されるため、電圧クランプ用コンデ
ンサ１４は時間依存性が少なくなるように十分大きな値
を選択するべきである。即ち、この期間中のスイッチン
グ素子３の電圧の変化を少なくするため、電圧クランプ
用コンデンサ１４は十分大きなキャパシタンスにする必
要がある。共振用コンデンサ４と電圧クランプ用コンデ
ンサ１４の充電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少
すると、整流用ダイオ−ド６がオフし、変圧器２の２次
巻線２Ｂの短絡状態が解除される。この時刻をt ４とす
る。

【００２４】 期間５（ｔ４＜ｔ≦ｔ５） 整流用ダイオ−ド６がオフし、変圧器２の２次巻線２Ｂ
の短絡状態が解除されると、変圧器２の励磁インダクタ
ンスＬｍ、可飽和インダクタ５の飽和インダクタンスＬ
ｓｓ、共振用コンデンサ４、電圧クランプ用コンデンサ
１４、２次側の共振用コンデンサ１１、およびインダク
タンスＬｒが共振回路を形成する。この共振に従い、共
振用コンデサ４と電圧クランプ用コンデンサ１４と２次
側の共振用コンデンサ１１の電圧が変化する。

【００２５】 次に、可飽和インダクタ５の電流が磁気
飽和電流値にまで減少したところで可飽和インダクタ５
は磁気飽和状態から脱し、可飽和インダクタ５のインダ
クタンスは非飽和インダクタンスＬｓｎに変化し、変圧
器２の励磁インダクタンスと同レベルの値である大きい
値となる。可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱す
る時刻をｔ５とする。

【００２６】 期間６（ｔ５＜ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５において可飽和インダクタ５が磁気飽和状態か
ら脱すると、変圧器２の励磁インダクタンスＬｍ、可飽
和インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、共振用
コンデンサ４、電圧クランプ用コンデンサ１４、２次側
の共振用コンデンサ１１、配線のインダクタンス及び変
圧器２のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形
成し、共振を行う。この共振に従い共振用コンデサ４と
１１と電圧クランプ用コンデンサ１４は充電され電圧が
上昇する。

【００２７】 変圧器２の励磁インダクタンスＬｍ、可
飽和インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、イン
ダクタンスＬｒの共振エネルギがすべて、共振用コンデ
ンサ４、電圧クランプ用コンデンサ１４、２次側の共振
用コンデンサ１１に伝達されると、ダイオード１３は、
順方向導通時にその接合部に蓄えられた電荷により逆方
向導通となり、さらに変圧器２の励磁インダクタンスＬ
ｍ、可飽和インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓ
ｎ、共振用コンデンサ４、電圧クランプ用コンデンサ１
４、２次側の共振用コンデンサ１１、配線のインダクタ
ンスと変圧器２のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振
回路を形成する。この共振に従い共振用コンデサ４と１
１と電圧クランプ用コンデンサ１４は放電され電圧が上
昇する。

【００２８】 ここで、ダイオード１３の順方向導通に
よって電圧クランプ用コンデンサ１４に蓄積された電力
と、ダイオード１３の逆方向導通によって放電された電
力との比を電力回収率とし、図３により本発明に必要な
ダイオード１３の特性について説明する。図３は、（ダ
イオード１３のキャリアライフタイム/ スイッチング周
期）に対する電力回収率特性を示す。図３によりスイッ
チング周期よりも小さなキャリアライフタイムを有する
ダイオードをダイオード１３として使用した場合、電流
回収率が極端に悪くなり、出力電力に対する電圧クラン
プ用コンデンサ１４の未回収電力が極端に大きくなる。

【００２９】 これは、ダイオード１３の順方向導通に
より変圧器２の励磁インダクタンスＬｍ、可飽和インダ
クタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、配線のインダク
タンスと変圧器２のリ−ケイジインダクタンスとの和に
相当するインダクタンスＬｒから電圧クランプ用コンデ
ンサ１４に伝達された共振エネルギをダイオード１３の
逆方向導通により直流電源１に回収できるエネルギが少
ないことを意味し、電圧クランプ用コンデンサ１４やス
イッチング素子３の両端に印加される電圧が高くなった
り、放電回路１５により電圧クランプ用コンデンサ１４
のエネルギを放電した場合、ロスが大きくなったりす
る。したがって、ダイオード１３の逆方向導通による電
圧クランプ用コンデンサ１４から直流電源１へのエネル
ギ回収を効率良く実現するには、スイッチング周期以上
のキャリアライフタイムを有するダイオードを使用しな
ければならない。

【００３０】 整流用ダイオ−ド６と並列の共振用コン
デサ１１が充放電されてゼロになったところで、整流用
ダイオ−ド６が導通し、変圧器２の２次巻線２Ｂは整流
用ダイオ−ド６とフリ−ホイリングダイオ−ド７で短絡
される。この時刻をｔ６とする。

【００３１】 期間７（ｔ６＜ｔ≦ｔ７） 時刻ｔ６で変圧器２の２次巻線が短絡されると、可飽和
インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、共振用コ
ンデンサ４、電圧クランプ用コンデンサ１４、およびイ
ンダクタンスＬｒが共振回路を形成する。この共振に従
い、共振用コンデサ４と電圧クランプ用コンデンサ１４
はさらに放電される。時刻ｔ６までに、共振用コンデン
サ４と電圧クランプ用コンデンサ１４の放電方向の電流
として、可飽和インダクタ５の非飽和インダクタンスに
蓄えられたエネルギによって、共振用コンデサ４と電圧
クランプ用コンデンサ１４は放電を続ける。ダイオード
１３は、接合部に蓄えられた電荷がゼロとなる時刻ｔ７
で逆方向導通を終える。

【００３２】 期間８（ｔ７＜ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ７でダイオード１３の逆方向導通が終了すると、
可飽和インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、共
振用コンデンサ４、および配線のインダクタンスと変圧
器２のリ−ケイジインダクタンスの和に相当するインダ
クタンスＬｒが共振回路を形成する。時刻ｔ６までに、
可飽和インダクタ５の非飽和インダクタンスに共振用コ
ンデンサ４の放電方向の電流として蓄えられたエネルギ
によって共振用コンデサ４は放電を続ける。

【００３３】 この共振用コンデンサ４の電圧がゼロに
なったところで、スイッチング素子３のボディードレイ
ンダイオード（スイッチング素子がＦＥＴでない場合は
これに逆並列接続したダイオード）が導通する。この時
刻をｔ８とする。

【００３４】 期間９（ｔ８＜ｔ≦ｔ９） スイッチング素子３のボディダイオ−ド又はそれと逆並
列接続されたダイオ−ドが導通している期間に、スイッ
チング素子３をタ−ンオンさせると、印加電圧がゼロの
状態でのターンオンスイッチングが実現できる。この動
作モ−ドでは、すでに時刻ｔ５で整流用ダイオード６が
導通し、変圧器２の巻線は短絡されているので、直流電
源電圧Ｖ1 のほとんどを可飽和インダクタ５が負担し、
直線的に順方向に向かって電流が増え、飽和電流値まで
増加したところで可飽和インダク５が磁気飽和に至る。
この時刻をｔ９とする。この間、出力には電力が供給さ
れないが、変圧器２の２次巻線２Ｂは短絡されているの
で、変圧器２の磁束変化はない。

【００３５】 期間１０（ｔ９＜ｔ≦ｔ１０） 時刻ｔ９で可飽和インダクタ５が磁気飽和すると、直流
電源１の電圧Ｖ1 のすべてを配線のインダクタンスと変
圧器２のリ−ケイジインダクタンスの和に相当するイン
ダクタンスＬｒと可飽和インダクタ５の飽和インダクタ
ンスＬｓｓが分担する。この和のインダクタンスは小さ
いので、スイッチング素子３と整流用ダイオ−ド６の電
流は急速に増加し、整流用ダイオード６の電流が、時刻
ｔ１０でインダクタ８の電流に等しくなると、フリ−ホ
イリングダイオ−ド７が逆バイアスされオフする。フリ
−ホイリングダイオ−ド７がオフすると、変圧器２の２
次巻線２Ｂに直流電源１の電圧Ｖ1 の巻数換算された電
圧が現われ、スイッチング素子３、変圧器２、及び整流
用ダイオード６を介して直流電源１から２次側に電力が
供給される。

【００３６】 この後、期間１の動作に戻り、前述と同
じ動作を繰り返す。各部の波形は図２のようになる。以
上の動作については、用いる回路部品の定数の相違など
によって、各期間の順番など動作が若干異なる期間もあ
るが、この共振形フォワ−ドコンバ−タの特徴であるス
イッチング周期と同等以上のキャリアライフタイムを有
するダイオード１３の基本的動作は、同じであるので省
略する。

【００３７】 ダイオード１３のキャリアライフタイム
がスイッチング周期に対して充分長い場合、図３で示す
ように変圧器２の励磁インダクタンスＬｍ、可飽和イン
ダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ、配線のインダ
クタンスと変圧器２のリ−ケイジインダクタンスの和に
相当するインダクタンスＬｒから電圧クランプ用コンデ
ンサ１４へ伝達されるエネルギは、ほぼ１００％変圧器
２の励磁インダクタンスＬｍ、可飽和インダクタ５の非
飽和インダクタンスＬｓｎ、インダクタンスＬｒを通し
て直流電源１へ回収されるため、ダイオード１３にリー
ク電流の大きいダイオードを使用すれば放電回路１５が
不要になる。

【００３８】 また、ダイオード１３のキャリアライフ
タイムとスイッチング周期が同程度の場合、電圧クラン
プ用コンデンサ１４の未回収エネルギを放電しても放電
回路１５のロスは非常に少なく、変換効率を悪化させず
に前記のような動作を得ることができる。

【００３９】 ダイオード１３の電流回収率が低く、電
圧クランプ用コンデンサ１４に蓄積された共振エネルギ
の未回収分が大きい場合に付加する放電回路１５の実施
例を図４(1) 、(2) 、(3) に示す。図４中の端子１５ー
ａ、１５ーb は、図１の放電回路１５の端子１５ーａ、
１５ーb にそれぞれ該当する。図４(1) では、端子１５
ーａ、１５ーb 間に抵抗１７が接続されており、ダイオ
ード１３のリカバリ動作中に回収されなかった共振エネ
ルギの未回収分を抵抗１７で消費する。この放電回路は
ダイオード１３としてスイッチング周期と同等以上のキ
ャリアライフタイムを有するダイオードを積極的に使用
するので、共振エネルギの未回収分が非常に少なく、変
換効率を悪化させずに前記のような動作を得ることがで
きる。

【００４０】 図４(2) は、端子１５ーａにＰＮＰトラ
ンジスタ２１のコレクタが接続され、端子１５ーb に抵
抗１８、抵抗１８の他端にトランジスタ２１のエミッタ
が接続されている。トランジスタ２１のコレクタ・ベー
ス間にツェナーダイオード２０が図示のような向きで接
続され、ベース・エミッタ間に抵抗１９が接続されてい
る。図４(2) の回路は、トランジスタ２１のコレクタ・
エミッタ間の電圧がツェナーダイオード２０の電圧にな
るように端子１５ーａから１５ーbに電流が流れ、これ
らの端子間の電圧は、（ツェナーダイオード２０の電
圧）＋（抵抗１８の電圧降下分）となる。図１の回路に
適用した場合、電圧クランプ用コンデンサ１４の電圧が
（ツェナーダイオード２０の電圧）＋（抵抗１８の電圧
降下分）となるように動作する。したがって、スイッチ
ング素子３のピーク電圧は、〔（ツェナーダイオード２
０の電圧）＋（抵抗１８の電圧降下分）〕＋（直流電源
１の電圧Ｅｉ）でクランプされる。

【００４１】 図４(3) の回路は、図４(2) の回路のツ
ェナーダイオード２０を制御回路１６に変更したもので
あり、それ以外の構成、動作は図４(2) と同様である。
制御回路１６は、トランジスタ２１の電圧を制御する能
力を有する構成とする。図１の回路に適用した場合、負
荷回路１０の電流や直流電源１の電圧Ｅｉなどの変化に
応じてスイッチング素子３の電圧のピーク値を制御する
ことが可能となり、入力電圧や負荷電流の範囲が広い場
合でもスイッチング素子３のピーク電圧を最小にするこ
とができる。

【００４２】 前述したように、ダイオード１３として
スイッチング周期と同等以上のキャリアライフタイムを
有するダイオードを使用することにより、本発明の特長
であるスイッチング素子電圧を高くすることなく所望の
共振動作をえることができる。

【００４３】 ダイオード１３としてスイッチング周期
よりも短いキャリアライフタイムを有するダイオードを
使用した場合、スイッチング素子３がオン期間中に変圧
器２に蓄えられた共振エネルギがダイオード１３の順方
向導通により電圧クランプ用コンデンサ１４に伝達され
たとき、ダイオード１３の接合部ですぐに電子と正孔の
結合が行なわれて電荷の大部分を消失し、直ぐに逆方向
特性が回復してしまうので、逆方向導通による電圧クラ
ンプ用コンデンサ１４からの変圧器２への共振エネルギ
回収は非常に少ない。このため、電圧クランプ用コンデ
ンサ１４に伝達された共振エネルギの大部分を放電回路
１５により放電する必要があり、放電回路１５の電力損
失の増大や放電回路１５を構成する部品の電流容量の増
大が避けられない。

【００４４】 また、ダイオード１３としてスイッチン
グ周期よりも短いキャリアライフタイムを有するダイオ
ードを使用し、放電回路１５の放電エネルギを少なくし
た場合、電圧クランプ用コンデンサ１４やスイッチング
素子３を高耐圧化しなければならないという問題も生じ
る。

【００４５】 以上説明したように、この実施例では従
来のように共振用コンデンサ４の電圧を高くすることな
く、スイッチング素子１３と整流用ダイオ−ド６をとも
にゼロ電圧でオンオフすることができる。さらに、変換
周波数に関わらず共振用コンデンサ４を省略してスイッ
チング素子３の接合キャパシタなどからなる出力キャパ
シタンスだけで共振キャパシタンスを満足させることが
できる。

【００４６】 したがって、この回路の共振電流は従来
の非共振のフォワ−ドコンバ−タの変圧器の励磁電流と
同程度の小さい電流ですむため、スイッチング素子、変
圧器の巻線電流、整流用ダイオ−ドの電流は従来の非共
振のフォワ−ドコンバ−タと同程度であり、広範囲の負
荷電流に対してゼロ電圧スイッチングを実現するための
回路電流の増加がほとんどなく、スイッチング素子の電
圧を従来回路と比べ高くすることなく、高周波で高効率
のコンバ−タを作ることができる。

【００４７】 次に図５により本発明の他の実施例を説
明すると、図１に示した記号と同一の記号のものは相当
する部材を示し、この実施例では図１に示した実施例に
おける２次側の共振用コンデンサ１１を省略しており、
整流用ダイオ−ド６はタ−ンオフ時、ゼロ電圧タ−ンオ
フとならない。その典型的な動作波形を図６に示す。こ
の実施例は、整流用ダイオ−ド６の接合キャパシタンス
が小さく、スイッチイング素子３をゼロ電圧スイッチイ
ングすれば十分高い変換周波数で動作させることができ
る。２次側回路で共振を行わない点が図１の実施例と異
なるが、本発明の特徴である共振用コンデンサの電圧を
高くすることなく１次側のスイッチング素子をゼロ電圧
スイッチングする主要な動作については、図１に示した
実施例とほぼ同じであるので動作説明は省略する

【００４８】

【発明の効果】 以上述べたように本発明では、スイッ
チング周期と同等以上のキャリアライフタイムを有する
ダイオード１３と電圧クランプ用コンデンサ１４の直列
回路を従来の共振形コンバータの１次側のスイッチング
素子と並列に接続することで、所望のゼロ電圧スイッチ
ング動作を達成しながら、従来の非共振形のフォワード
コンバータと同程度の電流で、従来回路よりかなり低い
耐圧のスイッチング素子を使用でき、またスイッチング
時の電力損失を低減できるなど、非常に大きい実用上の
効果を奏することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータ
の第１の実施例を示す図である。

【図２】 前記第１の実施例を説明するための各部の波
形を示す図である。

【図３】 本発明に用いる順電流と同量の逆電流を流せ
るだけのリカバリ時間を有するダイオードのリカバリ時
間に対する電流回収率を示す図である。

【図４】 本発明に用いる放電回路の実施例を示す図で
ある。

【図５】 本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータ
の第２の実施例を示す図である。

【図６】 前記第２の実施例の各部の波形を示す図であ
る。

【図７】 本発明に用いる可飽和インダクタの特性を示
す図である。

【図８】 従来の共振形コンバータの一例を示す図であ
る。

【図９】 従来の共振形コンバータを説明するための各
部の波形を示す図である。

【符号の説明】

１・・・・直流電源 ２・・・・１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂとを有する変圧
器 ３・・・・スイッチング素子 ４・・・・共振用コンデンサ ５・・・・可飽和インダクタ ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイーリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０，１０’・・・直流出力端子 １１・・・・共振用コンデンサ １１ーa 、１１ーb ・・・・放電回路端子 １２・・・・制御回路 １３・・・・ダイオード １４・・・・電圧クランプ用コンデンサ １５・・・・放電回路 １６・・・・制御回路 １７・・・・抵抗 １８・・・・抵抗 １９・・・・抵抗 ２０・・・・ツェナーダイオード ２１・・・・トランジスタ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に直列接続さ
   れた１次巻線と該１次巻線に磁気的に結合された２次巻
   線とを有する変圧器と、該変圧器の１次巻線と直列に接
   続され、小電力領域では所定のインダクタンスを有し所
   定の電圧積分印加に対しては磁気飽和を呈して小さなイ
   ンダクタンスとなる可飽和インダクタと、該可飽和イン
   ダクタに直列接続されたスイッチング素子と、該スイッ
   チング素子と並列接続された共振用コンデンサと、前記
   変圧器の２次巻線の一方の端子と直列接続された整流用
   ダイオ−ドと、該整流用ダイオ−ドと前記変圧器の２次
   巻線の他方の端子とに跨がって接続されたフリ−ホイリ
   ングダイオ−ドと出力フィルタと、前記スイッチング素
   子に制御信号を与えてその導通を制御する制御回路とを
   備えた共振形フォワードコンバータにおいて、前記スイ
   ッチング素子のスイッチング周期に相当する時間以上の
   キャリアライフタイムを有するダイオ−ドと電圧クラン
   プ用コンデンサとの直列回路を前記スイッチング素子に
   等価的に並列に接続したことを特徴とする共振形フォワ
   ードコンバータ。
2. 【請求項２】 前記共振用コンデンサが、前記スイッチ
   ング素子の出力キャパシタンスであることを特徴とする
   請求項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タ。
3. 【請求項３】 共振キャパシタンスが、前記スイッチン
   グ素子の出力キャパシタンスとこのスイッチング素子に
   並列に接続された共振用コンデンサのキャパシタンスと
   からなることを特徴とする請求項１に記載の共振形フォ
   ワードコンバ−タ。
4. 【請求項４】 前記可飽和インダクタが、角形ヒステリ
   シスのコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に並列
   接続された線形インダクタとからなることを特徴とする
   請求項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タ。
5. 【請求項５】 前記可飽和インダクタが、角形ヒステリ
   シスのコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気
   結合された第２の巻線と、該第２の巻線に並列に接続さ
   れた線形インダクタとから構成されることを特徴とする
   請求項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タ。
6. 【請求項６】 前記可飽和インダクタを、角形ヒステリ
   シスのコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気
   結合された第２の巻線と該第２の巻線に並列接続され前
   記第１の巻線と磁気結合されない第３の巻線とで構成す
   ることを特徴とする請求項１に記載の共振形フォワ−ド
   コンバ−タ。
7. 【請求項７】 前記電圧クランプ用コンデンサに蓄えら
   れた前記エネルギのうちで、前記ダイオードの逆方向導
   通中に前記変圧器を通して直流電源に戻ることができな
   かったエネルギを放電する放電回路を、前記ダイオ−ド
   と前記電圧クランプ用コンデンサとの接合点と前記直流
   電源の一端に跨がって接続したことを特徴とする請求項
   １に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タ。
8. 【請求項８】 前記放電回路が可変インピ−ダンスを呈
   することを特徴とする請求項７に記載の共振形フォワ−
   ドコンバ−タ。
9. 【請求項９】 前記制御回路が、前記ダイオ−ドの逆方
   向電流がゼロになるのを検出するか、若しくは前記スイ
   ッチング素子のゼロ電圧、又は最低電圧を検出し、前記
   ダイオ−ドの逆方向導通が終了した後に前記スイッチン
   グ素子にタ−ンオン信号を出力することを特徴とする請
   求項１に記載の共振形フォワ−ドコンバ−タ。