JPH0421201A - 移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は信号の位相を変更する移相器、特にハイブリッ
ド型の移相器に関する。

［従来の技術］ 従来より、各種の移相器が使用されており、電気通信技
術の進歩に伴ない、その重要性が高まっている。

例えば、衛星通信を行う場合には、衛星追尾可能なアン
テナが必要となるが、特に自動車等の移動体に搭載する
追尾用のアンテナは小型、低消費電力であることが要求
される。そこで、移動体用の衛星追尾アンテナとしてフ
ェイズドアレイアンテナが好適であると考えられる。そ
して、フェイズドアレイアンテナでは、アレイを構成す
るアンテナ素子毎に位相を制御する必要があり、移相器
が非常に重要な構成部材の１つとなる。

ここで、このようなフェイズドアレイアンテナ等に使用
される移相器として、スイッチをオンオフすることによ
り移相量を変更するデジタル移相器が利用される。そし
て、この移相器の構成としてはロープイドライン型、ス
イッチドライン型、ハイブリッド型等が知られているが
、比較的簡単な構成で任意の移相量を得ることができる
ハイブリッド型移相器が好適である。

一方、デジタル移相器の移相量切換え用のスイッチとし
ては、ダイオードスイッチまたは電界効果型トランジス
タ（ＦＥＴ）スイッチが用いられる。そして、ＦＥＴス
イッチは、スイッチングに必要な電力がダイオードに比
べ数桁小さく、ＤＣカットのためのコンデンサが不要で
ある等バイアス回路が簡単でよいため、自動車等の移動
体に搭載するアンテナとして使用する場合には、特に適
していると考えられる。

すなわち、自動車等においては、限られたバッテリの電
力を有効に利用するため、できるだけ電力消費量が小さ
い方がよい。また、走行に伴なう振動と温度変化に耐え
なければならないという苛酷な条件下で使用されるため
、構成ができるだけ簡単であることが望まれるからであ
る。

このように、鯵動体搭載用の移相器としては、ハイブリ
ッド型のものを用い、スイッチとしてＦＥＴスイッチを
利用したものが好ましいといえる。

ここで、スイッチによって移相量を切換えられるハイブ
リッド型移相器は、例えば第１７図に示すような構成を
有しており、入力した信号が２つの等しい大きさの信号
に分割されて出力される３ｄＢハイブリツド素子１０と
、２つの移相量調整回路１２からなっている。

ハイブリッド素子１０は信号か入力される入力端子１０
ａ及び信号を出力するアイソレーション端子１０ｂの他
にカップリング端子１０Ｃ１スル一端子１０ｄを有して
おり、２つの移相ｆｆｉ調整回路１２は、このカップリ
ング端子１０Ｃ１スル端子１０ｄに接続されている。

また、２つの移相量調整回路１２は同一の構成を有して
おり、他端が開放されている第１の線路１２ａと、その
線路とスイッチ１２ｃとの間に縦続接続された第２の線
路１２ｂからなっている。

次に、この移相器の動作原理について、第１８図のスミ
ス図表に基づいて説明する。

まず、スイッチ１２ｃの反射係数Ｆ（参照面Ｃよりスイ
ッチ側をみた反射係数）について考える。

この場合、理想的には、スイッチ１２ｃオンの時にｒ−
−１、オフの時に「−１となる。ところが、スイッチ１
２ｃがＦＥＴ等であれば、スイッチ１２ｃに所定の誘導
成分及び容量成分がある。このため、第１８図に示すよ
うに、反射係数ｒはスイッチ１２ｃがオンの場合に「−
−１の近くで誘導成分により時計回りにずれた位置「ｃ
ｏｎとなり、またスイッチ１２ｃがオフの場合はｒ−１
の近くで容量成分により時計回りにずれた位置ｒ’ｃｏ
ｒｆとなる。

次に、第２の線路１２ｂ（特性インピーダンス２０）を
含めた参照面りよりスイッチ側をみた反射係数Ｆについ
て考える。この場合、線路１２ｂの特性インピーダンス
が５０Ωであれば、反射係数ｒは、スイッチ１２ｃのオ
ン、オフ時共に、それぞれ参照面Ｃにおける反射係数Ｆ
を大きさ一定のまま線路１２２ｂの電気長だけ電源側（
時計回り）に回転したｒＤｏｎ、　ｒ’Ｄｏｒｆ’とな
る。

更に、第１の線路１２ａを含めた参照面Ｅからみた反射
係数Ｆを考える。この場合、反射係数Ｆはスイッチ１２
ｃのオン、オフ時共に一定フンダクタンス円上で電源側
（時計回り）に回転し、ｒＥｏｎ、　　ｒ’Ｅｏｆｒと
なる。すなわち、スイッチ１２Ｃのオン、オフ時の参照
面Ｅからみた反射係数「は、参照面りからみた反射係数
Ｆの位置によって決定される一定コンダクタンス同上で
回転する。

このため、第１の線路１２ａ、第２の線路１２ｂの長さ
等を変更することによってスイッチ１２Ｃのオンオフに
おける反射係数Ｆを決定することができる。従って、ス
イッチ１２Ｃのオンオフによる位相の差ψが出力端子１
０ｂにおける移相量となる。そこで、この第１、第２の
線路１２ａ１１２ｂの長さを所定のものに設定すること
によって、スイッチ１２ｃのオンオフによる移相器の移
相量を切換えることができる。

［発明が解決しようとする課ａｌ しかしながら、上述した従来の移相器においては、次の
ような問題点がある。

（Ａ）第１、第２の線路１２ａ、１２ｂの両方の調整を
行わなければ、移相量を設定することができず、その調
整が非常に難しいという問題点があった。すなわち、第
１の線路１２ａの長さの調整による一定フンダクタンス
円上の反射係数Ｆの調整は、第２の線路１２ｂの長さの
調整と組み合わせて行わなければならず、両者の適正な
組み合わせを見出すのが非常に難しいのである。

（Ｂ）ＦＥＴスイッチは一般にオン特性がオフ特性に比
べて悪く、上述した従来の移相器においては、その点が
十分考慮されていないため、オン時の移相器の損失がオ
フ時のそれに比べてかなり大きくなる。オン時とオフ時
の移相器の損失の差が大きいことは、上述したフェイズ
ドアレイアンテナのアプリケーションに対しては、非常
に有害なものである。

（Ｃ）上述した従来の動作原理は、単一の周波数のみに
ついて考慮したものであるが、実際には使用する周波数
帯域全域にわたって動作を考慮する必要がある。上述の
移相器では場合によっては帯域が極端に狭くなる可能性
を有するが、どのような条件で広帯域になるかを見出す
ことは非常に困難である。

また、上述した従来例以外にもいくつかの他の構成が知
られているが、上に述べた３つの問題点を全て解決でき
、任意の移相量が設定できる構成は知られていない。

本発明は、上記問題点を解決することを課題としてなさ
れたものであり、移相量の設定が非常に簡単に行えるデ
ジタル移相器を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る移相器は、第１図に示すように１、信号の
人力、移相された信号の出力を行うハイブリッド素子２
０と、このハイブリッド素子２０に接続された位相に所
定量の変化を与えるスイッチ２２ｂと、このスイッチ２
２ｂに並列接続され、所定の特性インピーダンスを有す
る分布定数線路２２ａとを備え、スイッチ２２ｂのオン
オフによって出力の位相を切換えることを特徴とする。

ここで、分布定数線路２２ａは、例えば第１９図に示す
ような誘電体板１４の片面に接地導体面１６をもち、も
う一方の面に導体線路１８を設けたマイクロストリップ
線路構成、または第２０図に示すような誘電体板１４の
両面に接地導体面１６をはりつけ、誘電体板１４の中に
導体線路１８を挿入したトリプレートストリップ線路構
成とされる。

このように、本発明においては、スイッチ２２ｂに分布
定数線路２２ａを並列接続している。このため、分布定
数線路２２ａの長さを０〜λ／４まで変更することによ
って、参照面Ｂよりスイッチ側をみた反射係数Ｆを短絡
「−−１からスイッチ２２ｂのみを設けた場合に相当す
る反射係数まで変更できる。そこで、分布定数線路２２
ａの長さを変更するだけで、スイッチ２２ｂのオンオフ
による位相の差、すなわち移相器における移相量を任意
に設定することができる。

また、分布定数線路２２ａをスイッチ２２ｂと並列して
設けることにより、スイッチ２２ｂのオン時の反射係数
を大きくすることができる。そこで、オン特性がオフ特
性に比べて悪いＦＥＴをスイッチ２２ｂとして使用して
も、スィッチ２２ｂオン時の損失が小さくなり、スイッ
チ２２ｂオンオフにおける損失の差を小さくすることが
でき、移相器のアプリケーション上の制約を少なくする
ことできる。

また、この分布定数線路２２ａの幅を小さくすれば、線
路の特性インピーダンスを高くすることかできる。そし
て、信号の周波数の移相器における移相量に対する影響
は分布定数線路２２ａの特性インピーダンスか大きいほ
ど小さくなる。そこで、移相器を例えば１．５ＧＨｚ程
度の周波数の信号に適用する場合には、分布定数線路２
２ａとしてその特性インピーダンスが５０Ωを越える高
インピーダンスのものを用いることにより、比帯域幅を
充分広いものとすることができる。

本発明によれば、帯域幅の下限が決定でき、極端な狭帯
域になることはない。

更に、スイッチ２２ｂとしてＦＥＴを採用し、このゲー
トからバイアス端子に至る線路に抵抗を挿入配置すれば
、ドレインからゲートをみたインピーダンスを高くする
ことができる。そこで、ＦＥＴのドレインからゲートへ
洩れる高周波を反射させることができ、ＦＥＴオフ時に
おける損失を低減することができる。

［作用］ 本発明に係る移相器によれば、ハイブリッド素子２０に
入力端２０ｇより入力された信号は、位相に所定の変化
が与えられて出力端２０ｂより出力される。そして、こ
の出力の位相をスイッチ２２ｂのオンオフによって変更
することができる。

ここで、本発明によれば、このスイッチ２２ｂのオンオ
フによる移相量の設定を非常に効率的に行うことができ
る。そこで、この移相量の調整について第２図の反射係
数を示す図に基づいて説明する。

まず、参照面Ａからスイッチ側をみた時のスイッチ２２
ｂ（例えばＦＥＴ）の反射係数ｒを考える。この場合は
上述の従来例と同様であり、反射係数ｒは、それぞれス
イッチ２２ｂのオンオフに対応して反射係数ｒ−−１及
びｒ−１の近辺で誘導成分、容量成分を持つ位置ｒ　Ａ
ｏｎ、　　ｒ’　Ａｏｆｒとなる。

なお、分布定数線路２２ａの長さを０とすれば、スイッ
チ２２ｂの上端において、短絡したこととなり、反射係
数Ｆはスイッチ２２ｂのオンオフに拘らず、ｒ−−１の
位置となるはずである。

次に、スイッチ２２ｂとしてＦＥＴを用い、分布定数線
路２２ａをスィッチ２２ｂに並列接続した時のスィッチ
２２ｂオン時の参照面Ｂからスイッチ側をみた反射係数
ｒＢｏｎについて考える。

この場合アドミッタンス表示が都合がよく、参照面Ｂか
らスイッチ側をみたスィッチ２２ｂオン時のアドミッタ
ンスＹ　Ｂｏｎ　（−１／　Ｚ　Ｂｏｎ）は、次のよう
に表す二とができる。ここで、スイッチ２２ｂであるＦ
ＥＴがオン時のソースドレイン間のアドミッタンスをＹ
　ｏ　ｎ　ｓ長さｄの分布定数線路２２ａの特性アドミ
ッタンスをＹＯＯとする。

Ｙ　Ｂｏｎ　−Ｙｏｎ　−ｊ　ＹＯＯｃｏｔ　（２ｙｒ
　ｄ　／λ）そこで、特性アドミッタンスＹＯＯ（−１
／Ｚ００）を（１１５０）Ｓとすると、参照面Ｂがスイ
ッチ側をみたスイッチオン時の反射係数の時ｒ’Ｂｏｎ
は、 ｌ十Ｙｂｏｎ となる。

従って、参照面Ｂからスイッチ側をみた回路の反射係数
ＦＢｏｎは、分布定数線路の長さをｄ−λ／４から順次
短くすることによって、Ｙｏ＋＋−１／　Ｚ　ｏｎのコ
ンダクタンス成分によって決定される一定コンダクタン
ス円上、すなわちｒＢｏｎとｒ−−１の点を通り中心が
ｒ−１とｒ−−１を結ぶ直線上にある円の上をスイッチ
２２ｂのアドミッタンスＹｏｎにより決定される反射係
数ｒ’Ａｏｎからｒ−−１の点に向けて移動する。

一方、スイッチ２２ｂのオフ時の参照面Ｂからスイッチ
側をみた反射係数ｒ’Ｂｏｆｆは、分布定数線路２２ａ
の長さをλ／４から０に減少するにつれて、スイッチ２
２ｂがオンの時と同様にスィッチ２２ｂオフ時のアドミ
ッタンスで決定される一定コンダクタンス円上を、スイ
ッチ２２ｂのオフ時のアドミッタンスにより決定される
反射係数ｒＢｏｆｒからｒ−−１の位置に向けて移動す
る。

そして、移相器における移相量は、スイッチ２２ｂがオ
ンの時とスイッチ２２ｂがオフの時の位相差によって決
まるため、分布定数線路２２ａの長さｄを変更するだけ
で、任意の移相量を得ることができる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明に係る移相器によれば、分
布定数線路の長さを調整するだけで、移相量を調整する
ことができる。従って、任意の移相量の調整を簡単、か
つ正確に行うことができる。

更に、移相量を調整する場合に、スイッチオン時の反射
係数を大きくできるため、オン時の損失を低減でき、オ
ン抵抗の高いＦＥＴスイッチを使用しても損失の少ない
移相器を得ることができる。

［實流側］ 以下、本発明に係る移相器について、図面に基づいて説
明する。

基本構成例 本発明に係る移相器の基本的な構成例を第３図及び第４
図に示す。図において、ハイブリッド素子２０は、入力
端子２０ｇ、出力端子２０ｂ、カップリング端子２０Ｃ
１スル一端子２０ｄを有している。また、第３図におい
ては、／Ｘイブリッド素子２０として櫛型のマイクロス
トリップ線路を近接配置して結合したレンジカプラを用
い、第４図においては、２つのトリプレート線路を重ね
て配置して結合したブロードサイドオフセットカプラを
用いている。

そして、ハイブリッド素子２０のカップリング端子２０
ｃ及びスル一端子２０ｄに移相量調整回路２２がそれぞ
れ接続されている。

この移相量調整回路２２は、特性インピーダンスが５０
Ωを超える分布定数線路２２ａと、ＦＥＴスイッチ２，
２ｂからなっており、ＦＥＴスイッチ２２ｂのゲートに
は抵抗２２ｃが接続されている。　このような移相器に
よれば、入力端子２０ａから入力された信号はハイブリ
ッド素子２０により端子２０ｃ、２０ｄに２分割される
。そして、信号はそれぞれ移相量調整回路２２で位相変
化を受けた後、再び合成されて、出力端子２０ｂに取り
出される。

ここで、移相量は、ＦＥＴスイッチ２２ｂのオン時と、
オフ時に現れる分布定数線路２２ａとＦＥＴスイッチ２
２ｂからなる回路のインピーダンスの変化により決定さ
れる。そして、この回路のＦＥＴスイッチ２２ｂのオン
オフによる位相の差は、上述の第２図のスミス図表に示
すように分布定数線路２２ａの長さを変更することによ
って任意に設定することができる。

従って、移相量の設定を非常に簡単、かつ正確に行うこ
とができる。

また、この移相器を第２図に示したように位相差９０″
の９０＠移相器として利用した場合の分布定数線路２２
ａの特性インピーダンスと周波数帯域幅の関係を第５図
に示す。この例では、信号の周波数の変化により移相量
が１０°ずれる幅を周波数帯域として定義し、分布定数
線路２２ａの特性インピーダンスを５０Ωとした場合を
基準として帯域幅の変化を示しである。

第１図において、参照面Ｂからみた回路のアドミッタン
スは、前述したように、参照面Ａからみたスイッチ２２
ｂのアドミッタンスと他端を短絡した分布定数線路２２
ａのアドミッタンス−ｊＹｏｏｃｏｔ（２πｄ／λ）の
和である。従って、分布定数線路２２ａの特性インピー
ダンスＺ００が高くなる、すなわち特性アドミッタンス
ＹＯＯ（−１／　２００）が小さくなるに従い、参照面
Ｂからみた回路のアドミッタンスの周波数、すなわち波
長λの変化に伴う変化は、小さくなる。そこで、分布定
数線路２２ａの特性インピーダンスを高くすると、周波
数の変化によるアドミッタンスの変化が少ないので、移
相量の変化も少なくなる。

このように、分布定数線路２２ａを細くし、特性インピ
ーダンスを高くすると、周波数の変化に対する移相量の
大きさの変化が小さくなり、周波数帯域幅が大きくなる
。

そして、この効果は特性インピーダンスか１００Ω程度
で飽和する。これより、分布定数線路２２ａとして、特
性インピーダンスが約１００Ω以上のものを採用すれば
、周波数帯域幅を充分大きなものとできることが理解さ
れる。なお、この点に関しては、９０″移相器に限らず
他の移相量を持つ移相器でも同様であり、分布定数線路
２２ａの特性インピーダンスは１００Ω以上とすること
が望ましいといえる。

更に、この構成の移相器においては、第２図に示したよ
うに、ＦＥＴスィッチ２２ｂオン時の参照面Ｂからスイ
ッチ側をみた反射係数ＦＢｏｎがＦ−−１に近く、その
特性が改善されている。従って、ＦＥＴスイッチ２２ｂ
のオンオフによる損失の相違が小さくなり、アブリケー
ショ上の制約を少なくすることができる。

なお、第２図に矢印で示した範囲Ｃ（ｒ”−１近辺）で
は、ＦＥＴスィッチ２２ｂオフ時の参照面Ｂからスイッ
チ側をみた反射係数ｒ”Ｂｏｆ’ｆ’の絶対値がｒ’Ａ
ｏｆ’ｌ’の絶対値より小さくなり、移相器の損失が増
加する。これは、ＦＥＴスィッチ２２ｂ自体の特性に起
因するものであり、ＦＥＴスイッチ２２ｂのオフ特性を
改善する必要がある。しかし、ＦＥＴスィッチ２２ｂ単
体のオフ時の反射係数は、第６図に示すように、必ずし
もよくない。

これは、ＦＥＴスイッチ２２ｂのドレインからゲートへ
の高周波の洩れが原因である。そこで、本構成において
は、ＦＥＴスイッチ２２ｂのゲトに抵抗２２ｃを直列接
続している。このため、ＦＥＴスイッチ２２ｂのドレイ
ン側からゲート側をみたインピーダンスは大きくなり、
ゲート側に洩れた波を反射することができ、特性を改善
することができる。

従来、ＦＥＴのゲート特性の改善のためには、ゲートに
長さλ／４の特性インピーダンスの高い分布定数線路と
その先に接続した並列コンデンサからなるバイアス回路
を直列接続することが行われている。しかし、この従来
回路の場合、第６図に示すように、ＦＥＴスイッチ２２
ｂのオフ特性が改善される帯域が設計周波数付近だけで
ある。

これに対し、本構成によれば、第６図に示すように、周
波数と無関係にＦＥＴスイッチ２２ｂのオフ特性を改善
することができる。

以上のように、本構成の移相器によれば、広周波数帯域
において、オンオフ特性の差が少なく、任意の移相量を
簡単に設定することができる。

実施例１ 第７図に実施例１の斜視図を示す。この例は上述の第３
図と同様にハイブリッド素子としてレンジカブラを採用
したものである。

図において、所定の誘電率を有する基板１１０の背面に
は銅張りグランド面１１０ａか形成されている。基板１
１０の表面にはマイクロストリップ線路によりハイブリ
ッド素子１２０が形成されている。このハイブリッド素
子１２０は入力端子１２０　ａ　ｓ出力端子１２０ｂ、
カップリング端子１２０ｃ、スル一端子１２０ｄを有し
ており、カップリング端子１２０ｃ、スル一端子１２０
ｄには、移相量調整回路１２２がそれぞれ接続されてい
る。

２つの移相量調整回路１２２は、分布定数線路１２２ａ
及びＦＥＴ１２２ｂからなっており、方の移相量調整回
路においては、ＦＥＴ１２２ｂのドレインがカップリン
グ端子１２０ｃに接続され、ソースはアースパッド１２
２Ｃに接続され、もう一方の移相量調整回路においては
、ＦＥＴＩ２２ｂのドレインがスル一端子１２０ｄに接
続され、ソースはアースバッド１２２Ｃに接続されてい
る。なお、このアースバッド１２２ｃは銅張りグランド
面１１０ａにスルーホール等により接続されている。

一方、ＦＥＴＩ　２２ｂのゲートには、バイアス端子１
２４が線路１２４ａによって接続されており、このバイ
アス端子１２４に印加する電圧により、ＦＥＴ１２２ｂ
をオンオフすることができる。

なお、ＦＥＴはそのゲートパッドからゲートに至る経路
にモノリシック化した抵抗を内蔵している。

ここで、基板１１０は比誘電率１０．２、厚さ１．２７
ｍｍのものを使用している（商品名Ｅｐｓ　１ｌｕ１１
−１０又はＤｕｒｏｉｄ　ＲＴ／６０１０．５）。

一方、分布定数線路１２２ａは、中５０μｍの線路で長
さを種々変えたものを作製した。また、バイアス端子１
２４からＦＥＴ１２２ｂのゲートへ至る線路１２４ａに
は、ＦＥＴ１２２ｂのゲートに抵抗が直列接続されてい
るために、一般に使用される１／４波長の線路と容量か
ら成るバイアス回路は使用せず、単に２つのＦＥＴに同
時にバイアスを加えるための配線パターンのみから成−
２ている。

この例に使用したＦＥＴ１２２ｂのソース・ドレイン間
の反射特性を第８図に示す。抵抗をモノリシック化して
いるため、オフ時の反射係数の絶対値は１〜２ＧＨｚの
間はもちろんのこと、更に高い周波数帯域にわたって１
．０に近い良好な値を示している。一方、オン時の反射
係数の絶対値は、オン抵抗２Ωという値から算出される
０、９４という少し低い値になる。

充分に検討されていない従来の移相量調整回路において
は、上に示したようなオン時とオフ時の反射損失の差が
そのまま移相器の特性に現われるのが普通であり、この
差を打ち消す設計を行うためには、専門的なカンと試行
錯誤が要求されるものであった。

しかし、本発明による構成では、分布定数線路１２２ａ
の長さ調整により、移相量を調整する際に、オン時の反
射係数を大きくてきるため、容易にオンオフ間の特性差
を打ち消すことができる。

第９図に９０″度移相器における１、５５ＧＨｚから１
．６５ＧＨｚの間の移相器の損失の大きさを示す。１．
６ＧＨ２においてオン時０．４９ｄＢ１オフ時０．４６
ｄＢとわずか０．０３ｄＢの差となっており、ＦＥＴ１
２２ｂのオンとオフの損失差をうまく打ち消しているこ
とがわかる。

そして、本実施例によれば、ＦＥＴ１２２ｂのソース・
ドレイン間に並列に設けた分布定数線路１２２ａの長さ
を変えることにより、任意の移相量を有する移相器が作
製できる。

第１０図は分布定数線路の長さを変えた時の移相器の移
相量を示したものである。本実施例においては、基板１
１０上の分布定数線路１２２ａの長さを０から３０ｍｍ
程度まで変えることにより、移相量を１．６ＧＨ２にお
いて０〜１８０″まで変えることができる。なお、基板
１１０の誘電率、厚み、あるいは設計周波帯域が変われ
ば分布定数線路１２２ａの長さが変わるが、その場合で
も任意の移相量が得られることはいうまでもない。

次に、４５″、９０″、１８０°の３個の移相器を直列
に接続して、４５″ごとに３６００まで任意の移相量を
得る構成の移相器（３ｂｉｔ移相器）を作製したものを
第１１図に示す。本移相器では、３個とも本発明による
構成を使用している。

この例における移相器の損失、移相量をそれぞれ第１２
図、第１３図に示す。

このように、損失は、１．７〜２．０ｄＢと良好な値を
示し、その範囲も０．３ｄＢとなって非常に小さいこと
がわかる。また、移相量は１．５４〜１．６６ＧＨｚの
間で±１０度以内におさまっており、周波数帯域が充分
広いことかわかる。

実施例２ 第１４図に実施例２の構成を示す。スイッチ用のＦＥＴ
１２２ｂは第１の実施例と同じものである。そして、本
実施例においては、トリプレートストリップ線路によっ
て構成している。

すなわち、基板１１０は、比誘電率２．２、厚さ０．１
２７ｍｍの基板１１０ａと、比誘電率２．２、厚さ０．
７８７ｍｍの基板１１０ｂ１１０ｃからなっている。ま
た基板１１０ｂ１１０Ｃの外側面には、銅張りグランド
面１１２ｂ、１１２Ｃが形成されている。なお、これら
基板１１０は商品名Ｄｕｒｏｉｄ　ＲＴ１５８８０によ
って構成した。

基板１１０ａはその両面に線路パターンを施しである。

そして、この線路パターンにより形成されたハイブリッ
ド素子１２０は、ブロードサイドオフセットカップルド
ラインによる３ｄＢ結合器を構成している。そこで、入
力端１２０ａ、スル一端子１２０ｄは基板１１０ａの表
面側、出力端１２０ｂ、カップリング端子１２０ｃは裏
面側に配置されている。

ＦＥＴ１２２ｂと分布定数線路１２２ａにより実施例１
と同様の移相量調整回路１２２を構成している。

ここで、第１４Ａ図に第１４図で丸印で示したハイブリ
ッド素子１２２ａのスル一端子１２０ｄに接続されてい
るＦＥＴ１２２ｂと分布定数線路１２２ａの部分の拡大
平面図を示す。ＦＥＴ１２２ｂはソース１２２ｂ　ｓ、
　　ドレイン１２２ｂｄ。

ゲート１２２ｂｇの３つの端子を有しており、ドレイン
１２２ｂｄはハイブリッド素子１２０のスル一端子１２
０ｄに接続されている。また、ソス１２２ｂｓはアース
バッド１２２ｃに接続され、ゲート１２２ｂｇはバイア
ス端子１２４に接続された線路１２４ａに接続されてい
る。

なお、基板１１０ａの裏面側に形成されているもう一方
の移相量調整回路においてはＦＥＴ１２２ｂのドレイン
１２２ｂｇがハイブリッド素子１２０のカップリング端
子１２０ｃに接続され、ソースはアースバッド１２２ｃ
に接続されている。

なお、このアースバッド１２２ｃはスルーホール１３２
によって銅張りグランド面１１２ｂ、１１２ｃと接続さ
れている。

そして、本回路はトリプレートストリップ線路で構成さ
れるため、基板１１０ｂと基板１１０ｃにより基板１１
０ａがはさみこまれる。そのとき、厚みを有するＦＥＴ
１２２ｂの厚みをにがすため基板１１０ｂに穴１３０を
形成しである。また、アースバッド１２２Ｃの接地を完
全にするため基板１１０ｇ、１１０ｂ、１１０ｃにスル
ーホール１３２を施しである。

本移相器によって形成した９０″移相器の挿入損失につ
いて第１５図に示す。

挿入損失１．６ＧＨｚにおいて、オン時０．　５８ｄＢ
、オフ時０．４３ｄＢとなり、その差は０゜１５ｄＢと
小さく、また損失量そのものも小さく、良好な値を示し
ている。

本実施例における分布定数線路の長さと移相量との関係
を第１６図に示す。やはり３０ｍｍ以下の範囲で移相量
が１８０°まで可変となり、その効果は、マイクロスト
リップ線路の時と同様であることかたしかめられた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る移相器の構成を示すブロック図、 第２図は移相器の移相量調整の原理を説明するための特
性図、 第３図はハイブリッド素子としてレンジカブラを用いた
基本的な構成例を示すブロック図、第４図はハイブリッ
ド素子としてブロードサイドオフセットカブラを用いた
基本的な構成例を示すブロック図、 第５図は分布定数線路の特性インピーダンスと周波数帯
域幅の関係を示す特性図、 第６図はＦＥＴの反射係数を示す特性図、第７図は実施
例１の構成を示す斜視図、第８図は使用ＦＥＴの反射特
性を示す特性図、第９図は９０″移相器の損失を示す特
性図、第１０図は分布定数線路の長さと移相量の関係を
示す特性図、 第１１図は第１実施例の３ビツト移相器の構成図、 第１２図は３ビツト移相器の損失を示す特性図、第１３
図は３ビツト移相器の移相特性を示す特性図、 第１４図は実施例２の構成を示す説明図であり、第１４
図Ａはその要部拡大平面図、 第１５図は９０″移相器の損失を示す特性図、第１６図
は分布定数線路の長さと移相量の関係を示す特性図、 第１７図は従来の移相器の構成例を示すブロック図、 第１８図は従来の移相器の動作原理を説明するための特
性図、 第１９図はマイクロストリップ線路の構成図、第２０は
図はトリプレートストリップ線路の構成図である。 ２０　・・・　ハイブリッド素子 ２２ａ、１２２ａ　　・・・　分布定数線路２２ｂ、１
２２ｂ　　・・・　スイッチ出願人　株式会社　豊田中
央研究所

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 信号の入力、移相された信号の出力を行うハイブリッド
   素子と、 このハイブリッド素子に接続され、位相に所定量の変化
   を与えるスイッチと、 このスイッチに並列接続され、所定の特性インピーダン
   スを有する分布定数線路と、 を備え、 スイッチのオンオフによって出力の位相を切換えること
   を特徴とする移相器。